变电设备用电压检测装置

摘要

本发明提供一种变电设备用电压检测装置，能正确检测系统事故中过渡产生的高频分量，并能正确测算中心导体的电压波形的反馈。变电设备用电压检测装置在变电设备的中心导体(1)和箱体(3)之间设置中间电极(2)来构成分压部，基于分压部的电压(E2)检测中心导体(1)的电压(E1)，该变电设备用电压检测装置包括：具有与由中心导体(1)和中间电极(2)之间的悬浮静电电容(11)、中间电极(2)和箱体(3)之间的对地静电电容(12)、以及与所述对地静电电容(12)并联连接的分压电阻(13)形成的高通滤波器(100的输入输出电压振幅比‑频率的特性相反的特性的不完全积分电路(20)；以及将基于不完全积分电路(20)的输出电压(E3)的值作为中心导体(1)的电压(E1)输出的信号处理电路(4)。

权利要求

1.一种变电设备用电压检测装置，在变电设备的中心导体和箱体之间设置中间电极构成分压部，基于所述分压部的电压检测所述中心导体的电压，该变电设备用电压检测装置的特征在于，包括：由与所述中心导体和所述中间电极之间的悬浮静电电容、所述中间电极和所述箱体之间的对地静电电容、以及与所述对地静电电容并联连接的分压电阻形成的高通滤波器的输入输出电压振幅比-频率特性相反的特性的不完全积分电路；以及将基于所述不完全积分电路的输出电压的值作为所述中心导体的电压输出的信号处理电路。

2.如权利要求1所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，所述信号处理电路将所述不完全积分电路的输出电压转换为与所述中心导体的电压成比例的模拟值来输出。

3.如权利要求1所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，所述信号处理电路将所述不完全积分电路的输出电压转换为与所述中心导体的电压成比例的数字数据来输出。

4.如权利要求1所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，所述不完全积分电路在至少包括所述中心导体的电压的额定频率和所述高通滤波器的截止频率、且能正确检测出系统事故时过渡产生的高频分量的规定频带中，具有与所述高通滤波器的输入输出电压振幅比-频率的特性相反的特性。

5.如权利要求1所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，所述不完全积分电路，包括：正侧输入端子与所述箱体连接的运算放大器；

与所述运算放大器的负侧输入端子连接的输入电阻；

连接在所述运算放大器的负侧输入端子和输出端子之间连接的反馈电容；以及与所述输入电阻并联连接的输入电容。

6.如权利要求5所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，若设所述悬浮静电电容的电容值为C1，所述对地静电电容的电容值为C2，所述分压电阻的电阻值为R1，所述输入电阻的电阻值为R2，所述输入电容的电容值为C3，则满足R1×(C1+C2)＝R2×C3。

7.如权利要求1所述的变电设备用电压检测装置，其特征在于，所述对地静电电容包括浪涌保护用电容，该浪涌保护用电容抑制由所述中心导体产生的浪涌所引起的异常电压。

说明书

变电设备用电压检测装置

技术领域

[0001] 本发明涉及变电设备用电压检测装置，该电压检测装置在如气体绝缘开关装置(GIS)等变电装置的中心导体和箱体之间，设置中间电极构成分压部，通过该分压部的电压测定中心导体的电压。

背景技术

[0002] 以往，GIS等变电设备中，在中心导体和箱体之间设置中间电极构成分压部，通过该分压部的电压检测中心导体的电压。在这样的变电设备用的电压检测器中，中心导体和中间电极之间的悬浮静电电容以及中间电极和箱体之间的对地静电电容，和对地静电电容并联连接的二次电阻形成高通滤波器，由于分压部的输出波形为中心导体电压波形的时间微分波形，与主导体上发生的一次电压的时间微分成比例的电压信号从输出端子获得，通过将该信号积分处理得到与一次电压成比例的电压信号，通过对该电压信号进行模拟-数字转换，得到与一次电压成比例的数字数据(例如，专利文献1)。

[0003] 现有技术文献

[0004] 专利文献

[0005] 专利文献1：日本专利特开2004-347397号公报

发明内容

[0006] 发明所要解决的技术问题

[0007] 在采用上述现有技术检测变电设备的中心导体的电压的情况下，一般由于构成分压部的中间电极的电压值达到数kV，因此需要像前述那样设置二次电阻，将中间电极的电压值降低到可输入电压检测器的水平。另外，为了抑制由中心导体上发生浪涌产生的异常电压，一般安装有与上述二次电阻并联的浪涌保护用电容。

[0008] 然而，在采用上述现有技术的情况下，由于附加浪涌保护用电容，因而对地静电电容增加，高通滤波器的截止频率降低，后段的积分处理会导致系统事故等中过渡发生的高频分量衰减，可能会出现无法正确测算中心导体的电压波形反馈的问题。

[0009] 本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种变电设备用电压检测装置，能正确检测系统事故中过渡发生的高频分量，并能正确测算中心导体的电压波形的反馈。

[0010] 解决技术问题所采用的技术方案

[0011] 为了解决上述课题，达到目的，本发明涉及的变电设备用电压检测装置在变电设备的中心导体和箱体之间设置中间电极来构成分压部，基于所述分压部的电压检测所述中心导体的电压，该变电设备用电压检测装置的特征在于，包括：具有与由所述中心导体和所述中间电极之间的悬浮静电电容、所述中间电极和所述箱体之间的对地静电电容、以及与所述对地静电电容并联连接的分压电阻形成的高通滤波器的输入输出电压振幅比-频率特性相反的特性的不完全积分电路；以及将基于所述不完全积分电路的输出电压的值作为所述中心导体的电压来输出的信号处理电路。

[0012] 发明效果

[0013] 根据本发明，具有能正确检测系统事故中过渡发生的高频分量、并能正确测算中心导体的电压波形的反馈的效果。

附图说明

[0014] 图1是示出以往的变电设备用电压检测装置的一个构成例的图。

[0015] 图2是示出图1中示出的现有例涉及的各部特性例的图。

[0016] 图3是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置的一个构成例的图。

[0017] 图4是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置中的各部特性例的图。

[0018] 图5是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置中的不完全积分电路的输出特性的一例的图。

具体实施方式

[0019] 参照以下附图，对本发明的实施方式涉及的变电设备用电压信号检测装置进行说明。另外，本发明不限定于以下的实施方式。

[0020] 实施方式

[0021] 图1是示出以往的变电设备用电压检测装置的一个构成例的图。图1中示出的一例中，在GIS的中心导体1和箱体3之间设置中间电极2l来构成分压部，基于分压部的电压(以下称为分压部电压)E2检测中心导体1的电压(以下称为“中心导体电压”)E1。

[0022] 由中心导体1和中间电极2之间的悬浮静电电容11、中间电极2和箱体3之间的对地静电电容12、以及与对地静电电容12并联连接的分压电阻13形成高通滤波器100。

[0023] 分压部电压E2被模拟电路5捕捉到，由A/D转换器6转换为数字数据后，在微机7内部通过数字化处理被完全积分，转换为与中心导体电压E1成比例的数据，向上位装置10传送。信号处理电路4包括上述模拟电路5、A/D转换器6、以及微机7。

[0024] 图2是示出图1中示出的现有例涉及的各部特性例的图。图2(a)是示出了以频率的对数为横轴、以高通滤波器100的输入输出电压振幅比为纵轴的图。另外，图2(b)是示出了以频率的对数为横轴、以完全积分处理前后的电压振幅比为纵轴的图。另外，图2(c)是示出了以频率的对数为横轴、以信号处理电路4的输入输出电压振幅为纵轴的图。

[0025] 设悬浮静电电容11的电容值为C1，对地静电电容12的电容值为C2，则变成一般C1：C2＝1：10程度的比例。在这里，如果假定没有分压电阻13，分压部电压E2通过下述(1)式表示。

[0026] E2＝(C1/(C1+C2))×E1…(1)

[0027] 在上述(1)式中，例如，设C1＝1[pF]、C2＝10[pF]、E1＝132/√3[kVrms]，则E2＝(1/11)×(132/√3)≒7[kVrms]。通常电子电路可处理的电压值为几V～几十V左右，因此，为了使分压部电压E2达到一般的电子电路能处理的电压值，需要将分压电阻13与对地静电电容12并联连接来调整分压比。

[0028] 在设置分压电阻13的情况下，如所述那样由悬浮静电电容11、对地静电电容12、以及分压电阻13形成高通滤波器100。这时，分压部电压E2表示为下述(2)式(其中，ω＝2×π×f)，高通滤波器100的截止频率f1表示为下述(3)式。

[0029] |E2|＝ω×C1×R1/√(1+(ω×(C1+C2)×R1)2)×|E1|…(2)

[0030] f1＝1/(2×π×R1×(C1+C2))…(3)

[0031] 由此，高通滤波器100的输入输出电压振幅比-频率特性如图2(a)所示，形成了截止频率f1以上的高频带宽成为通频带、在截止频率f1以下、输入输出电压振幅比相对于频率的对数增加呈单调增加的特性。另一方面，完全积分处理前后的电压振幅比-频率特性如图2(b)所述，形成输入输出电压振幅比相对于频率的对数增加呈单调减少的特性(这里，在比抽样频率÷2高的频带上反复出现极大·极小)。因此，由微机7完全积分处理输出的信号处理电路4的输出电压振幅-频率特性如图2(c)所示，高通滤波器100的截止频率f1以上的高频带呈现衰减特性。

[0032] 在这里，例如，中心导体电压E1的额定频率为50[Hz]，用于使该额定频率(在这里为50[Hz])下的分压部电压E2约为1[Vrms]的分压电阻13的电阻值R1通过上述(2)式得到约为42[kΩ]。这时，高通滤波器100的截止频率f1通过上述(3)式得到约为345[kHz]。由于系统事故时过渡发生的高频分量为数[kHz]～10[kHz]的程度，因此在这种情况下，能正确检测系统事故时过渡发生的高频分量，而不受高通滤波器100的截止频率f1影响。

[0033] 另一方面，在GIS内的未图示的断路器等的开关设备操作时，会产生具有数[MHz]～100[MHz]程度的频率分量的浪涌。为了抑制由该中心导体1上发生浪涌产生的异常电压，一般安装有与分压电阻13并联的浪涌保护用电容(图中未示出)。该浪涌保护用电容的电容值为例如3900[pF]的程度，在将该浪涌保护用电容的电容值(在这里，例如有3900[pF])叠加到对地静电电容12的电容值C2的情况下，高通滤波器100的截止频率f1由上述(3)式得到约为1[kHz]。在这种情况，受到高通滤波器100的截止频率f1的影响，系统事故时过渡发生的高频分量(数[kHz]～10[kHz]的程度)衰减而无法被正确检测。即，根据浪涌保护用电容的电容值的不同，可能会出现中心导体1的电压波形的反馈无法被正确地检测的情况。

[0034] 并且，分压部电压E2的电压振幅由于高通滤波器100的特性而增大到高频程度，因此，电压信号的高频分量可能会在模拟电路5的电源电压下饱和。

[0035] 接下来，参照图3和图4对实施方式涉及的变电设备用电压检测装置进行说明。图3是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置的一个构成例的图。另外，图4是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置中的各部特性例的图。

[0036] 图4(a)是示出了以频率的对数为横轴、以高通滤波器100的输入输出电压振幅比为纵轴的图。另外，图4(b)是示出了以频率的对数为横轴、以不完全积分电路20的输入输出电压振幅比为纵轴的图。另外，图4(c)是示出了以频率的对数为横轴、以向信号处理电路4的输出电压振幅为纵轴的图。

[0037] 如图3所示，实施方式涉及的变电设备用电压检测装置中，在信号处理电路4的前段上包括具有与高通滤波器100的输入输出电压振幅比-频率特性相反的特性的模拟不完全积分电路(以下，简称为“不完全积分电路”)20，向信号处理电路4的输出电压振幅-频率特性(参照图4(c))在高通滤波器100的截止频率f1的前后呈平坦性。另外，本实施方式中，不实施通过微机7的完全积分处理。

[0038] 不完全积分电路20包括：正侧输入端子与箱体3连接的运算放大器21、与运算放大器21的负侧输入端子连接的输入电阻22、与运算放大器21的负侧输入端子和输出端子之间连接的反馈电容23、与输入电阻22并联连接的输入电容24。另外，与图3示出的不完全积分电路20的反馈电容23并联连接的饱和防止电阻25用于防止不完全积分电路的输出电压达到电路电源电压的上限，该饱和防止电阻25的有无在本发明中不作限定。

[0039] 不完全积分电路20在没有输入电容24的状态下成为完全积分电路，如图4(b)中的虚线所示，和图2(b)中示出的完全积分处理前后的电压振幅比-频率特性相同，呈现输入输出电压振幅比相对于频率的对数增加而单调减少的特性。通过在该完全积分电路上附加输入电容24，形成不完全积分电路20，该不完全积分电路20的输入输出电压振幅比-频率特性如图4(b)中的实线所示，呈现在频率f2以上的高频带平坦的特性。这时，设输入电阻22的电阻值为R2，输入电容24的电容值为C3，反馈电容23的电容值为C4，不完全积分电路20的输出电压E3如下述(4)式所表示(其中，ω＝2×π×f)，频率f2如下述(5)式所表示。

[0040] |E3|＝((√(1+(ω×C3×R2)2))/ω×C4×R2))×|E2|…(4)

[0041] f2＝1/(2×π×R2×C3)…(5)

[0042] 在这里，如图4(c)所示，为使向信号处理电路4的输出电压振幅-频率特性呈平坦性，使f1＝f2即可。由上述(3)式和上述(5)式，得到下述(6)式。

[0043] R1×(C1+C2)＝R2×C3…(6)

[0044] 通过把上述(2)式和上述(6)式带入上述(4)式，不完全积分电路20的输出电压E3表示为下述(7)式。

[0045] |E3|＝((C1/(C1+C2))×(C3/C4))×|E1|…(7)

[0046] 如上述(7)式所示，向信号处理电路4的输出电压振幅-频率特性呈现不依赖频率的平坦特性。而且，输出到信号处理电路4的不完全积分电路20的输出电压E3在模拟电路5中被转换为与中心导体电压E1成比例的模拟值，并由A/D转换器6转换为数字数据，通过微机7向上位装置10输出。由此，能正确检测系统事故时过渡发生的高频分量而不受高通滤波器100的截止频率f1的影响，能正确检测中心导体1的电压波形的反馈。

[0047] 另外，向信号处理电路4的输出电压振幅-频率特性呈平坦性的频带至少包括中心导体电压E1的额定频率(例如，50Hz)和高通滤波器100的截止频率f1，是能正确检测系统事故时过渡发生的高频分量的规定频带即可。

[0048] 图5是示出实施方式涉及的变电设备用电压检测装置中的不完全积分电路的输出特性的一例的图。图5所示例中，示出了以频率的对数为横轴、以输出电压振幅和相位为纵轴。图5中，实线示出的是具有输入电容24的情况下的输出电压振幅-频率特性，虚线示出的是具有输入电容24的情况下的相位-频率特性，单点划线表示的是不具有输入电容24的情况下的输出电压振幅-频率特性，双点划线表示的是不具有输入电容24的情况下的相位-频率特性。

[0049] 如图5所示，不具有输入电容24的情况下，即，图1中示出的如现有例那样的构成完全积分电路的情况下，输出电压振幅-频率特性呈平坦性的频带较窄，包含系统事故时过渡发生的高频分量的频带(数[kHz]～10[kHz]的程度)衰减。

[0050] 另一方面，具有输入电容24的情况下，即，本实施方式涉及的变电设备用的电压检测装置中，在到包含系统事故时过渡发生的高频分量的频带为止，输出电压振幅-频率特性呈平坦性。

[0051] 另外，和输出电压振幅-频率特性相同，在具有输入电容24的情况下，即，本实施形态涉及的变电设备用电压检测装置与不具有输入电容24的情况、即图1示出的现有例那样构成完全积分电路的情况相比，相位-频率特性呈平坦性的频带向高频侧扩大。

[0052] 通过如上述那样具有和完全积分电路的输入电阻(图3中示出的输入电阻22)并联的输入电容24，且包括具有与高通滤波器100的输入输出电压振幅比-频率特性相反的特性的不完全积分电路20，能使输出电压振幅-频率特性和相位-频率特性呈平坦性的频带向高频侧扩大。

[0053] 而且，由于不完全积分电路20设置在信号处理电路4的前段，因此高频分量的电压信号也不会在模拟电路5的电源电压下饱和。

[0054] 另外，对于分压电阻13和与分压电阻13并联安装的浪涌保护用电容(图中未示出)，其可以作为实施方式涉及的变电设备用电压检测装置的构成要素，也可以将该分压电阻13和浪涌保护用电容安装在实施方式涉及的变电设备用电压检测装置的外部。另外，也可以不具有浪涌保护用电容。

[0055] 如以上说明的那样，实施形态的变电设备用电压检测装置中，在信号处理电路的前段具备不完全积分电路，该不完全积分电路具有与由中心导体和中间电极之间的悬浮静电电容、中间电极和箱体之间的对地静电电容、以及与对地静电电容并联连接的分压电阻形成的高通滤波器的输入输出电压振幅比-频率的特性相反的特性，对信号处理电路的输出电压振幅-频率特性在高通滤波器的截止频率的前后呈平坦性，因此，能正确地检测出系统事故时过渡发生的高频分量，而与高通滤波器的截止频率无关，能正确地测算中心导体的电压波形的反馈。

[0056] 另外，由于不完全积分电路设置在信号处理电路的前段，因此高频分量的电压信号不会在模拟电路的电源电压下饱和。

[0057] 另外，上述实施方式说明了在信号处理电路中将不完全积分电路的输出电压E3转换为与中心导体电压E1成比例的模拟值、且将该模拟值转换为数字数据来输出的例子，但也可以将不完全积分电路的输出电压E3输出到上位装置，还可以将不完全积分电路的输出电压E3转换为与中心导体电压E1成比例的模拟值，将该模拟值输出到上位装置。

[0058] 另外，以上的实施方式示出的结构为本发明的结构的一例，当然也可以与其它现有技术进行组合，也可以在不偏离本发明主旨的范围内部分省略等来进行变更。

[0059] [标号说明]

[0060] 1 中心导体

[0061] 2 中间电极

[0062] 3 箱体

[0063] 4 信号处理电路

[0064] 5 模拟电路

[0065] 6 A/D转换器

[0066] 7 微机

[0067] 10 上位装置

[0068] 11 悬浮静电电容

[0069] 12 对地静电电容

[0070] 13 分压电阻

[0071] 20 模拟不完全积分电路

[0072] 21 运算放大器

[0073] 22 输入电阻

[0074] 23 反馈电容

[0075] 24 输入电容

[0076] 25 饱和防止电阻

[0077] 100 高通滤波器