一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法

摘要

本发明公开了一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，具体地说就是由调制波和三角载波利用载波层叠调制策略产生相应的原始调制信号，并通过对每个桥臂子模块电容电压的检测确定电容电压最大值和最小值所分别对应的模块，最后根据一定的规则交换相应模块所对应的调制信号从而达到各子模块电容电压平衡。本发明可以实现各子模块电容电压平衡，且不会引起额外的开关动作。

权利要求

1.一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化处理，并根据归一化处理的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波，其中，三相模块化多电平变流器每个桥臂包括N个子模块；

2)数据控制器产生三角载波信号tri1，得N层载波信号，其中，第i层载波信号通过三角载波信号tril与直流偏置 相加得到，然后根据步骤1)得到的三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波以及各层载波信号通过载波层叠调制策略得N层原始调制信号；

3)引入同步脉冲信号Ssyn，然后在该同步脉冲信号Ssyn的上升沿时采集三相模块化多电平变流器中各子模块电容电压，得各桥臂电容电压最大值及最小值对应的子模块Mmax及子模块Mmin；

4)在一个开关周期内，当载波信号存在开通状态及关断状态时，载波信号为PWM信号，否则，载波信号为非PWM信号，则只有当前调制波与载波信号相交的该层调制信号为PWM信号，其余N-1层调制信号均为非PWM信号，设当桥臂电流方向为对子模块电容充电时，桥臂电流的极性为正；当桥臂电流方向为子模块电容放电时，桥臂电流的极性为负，然后在同步脉冲信号Ssyn上升沿时对模块化多电平变流器的桥臂电流进行采样，得到iarm；

5)当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为关断状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为负，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为关断状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为开通状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流极性为负，且电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为开通状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号，得N个最终调制信号，然后通过将所述N个最终调制信号作为开关信号分配给三相模块化多电平变流器各个桥臂中N个子模块的开关器件中进行模块化多电平变流器的电容电压平衡控制。

2.根据权利要求1所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，其特征在于，步骤1)中获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，其中，ua＝Umsinωt，Um为三相模块化多电平变流器的交流侧输出幅值，ω为三相模块化多电平变流器的交流侧输出角频率，然后对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化，得三相模块化多电平变流器每相交流侧输出电压的归一化结果 及 其中，Udc为变流器直流侧母线电压，m为调制比，且

3.根据权利要求2所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，其特征在于，步骤1)中根据归一化的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波upx*及unx*，其中， x＝{a，b，c}。

4.根据权利要求1所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，其特征在于，步骤2)中所述三角载波信号tril的频率为f，幅值为0～1/N。

5.根据权利要求1所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，其特征在于，当三角载波信号处于波峰时，同步脉冲信号为上升沿，当三角载波信号处于波谷时，同步脉冲信号为下降沿。

说明书

一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种模块化多电平变流器控制方法，具体涉及一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法。

背景技术

[0002] 随着社会进步和工业发展，现代电力系统存在两大特点：输配电系统庞大，电力系统电压和功率等级的不断提升。首先，现代社会对电力的需求越来越多，为了满足用户对电力日益增长的需求，电力系统变得越来越庞大，覆盖范围也越来越广阔。这给电力系统的稳定性带来挑战。同时，由于我国地域辽阔，但资源分布不平衡，为了提高长远距离输电的效率，高压直流输电(HVDC)技术应用越来越广泛。其次，现代电力系统的负载也有新的特点：电力电子装置具有优越的性能，已经被工农业等消费产业大量采用。然而，电力电子装置作为非线性负载，会向电网注入无功和谐波，随着非线性负载容量的增大，其对配电系统的影响也越来越大，使系统存在不安全，不稳定隐患。对中高压输配电系统进行无功补偿，可以有效改善电力系统的稳定性。不同供电系统之间通过高压直流输电系统(HVDC)互联，可以解决系统不同步问题，也可以阻止故障在系统之间蔓延，是改善系统稳定性与可靠性的可行方法。

[0003] 模块化多电平变流器(MMC)自从提出之后就得到学者的广泛的研究和工程师的强烈关注。模块化多电平变流器具有诸多优点：模块化设计、低开关频率、低功耗、高质量的频谱特性等。这些优点给模块化多电平变流器的制造，安装，维护带来了巨大方便，也使得其不用网侧变压器直接挂入中高压电网。现在模块化多电平变流器已被应用于高压直流输电系统和中高压电能质量控制系统，成为改善输配电系统稳定性与可靠性的有效方法。

[0004] 近来，针对模块化多电平变流器的研究，许多学术工作与成果已被提出。研究热点主要集中在对模块化多电平变流器的建模，新型的调制策略，子模块电容电压平衡，降低半导体器件的开关频率以及仿真技术等方面。其中，调制策略是决定模块化多电平变流器最终输出特性的关键所在。已有的调制策略主要可以分为以下四类：最近电平调制，查表调制，载波移相调制和载波层叠调制。其中，最近电平调制以其实现过程简单获得了广泛应用。通常，该调制策略与子模块电容电压排序控制结合使用来确保系统的正常运行。然而该方法会加重数字控制器负担，同时增加额外的平均开关频率，不利于降低系统损耗；查表法则是通过特定谐波消去或其他方法计算出相应的开关时刻存储到控制器中。该方法可以实现很低的开关频率，但是其往往存在调制比离散化，存储占用大量硬件资源等问题；对于载波移相调制，其需要大量的复杂的PI调节器来实现子模块电容电压平衡控制，不利于系统稳定性；载波层叠调制仅需一个载波信号，实现过程较为简单。但现有的基于载波层叠调制方法的电容电压平衡控制策略在应用中会引起额外的开关动作，从而增加系统损耗。因此，需要一种新型的基于载波层叠调制策略的模块化多电平变流器电容电压平衡控制方法来有效地解决上述问题。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法，该方法可以实现各子模块电容电压平衡，且不会引起额外的开关动作。

[0006] 为达到上述目的，本发明所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法包括以下步骤：

[0007] 1)获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化处理，并根据归一化处理的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波，其中，三相模块化多电平变流器中每个桥臂包括N个子模块；

[0008] 2)数据控制器产生三角载波信号tril，得N层载波信号，其中，第i层载波信号通过三角载波信号tril与直流偏置 相加得到，然后根据步骤1)得到的三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波以及各层载波信号通过载波层叠调制策略得N层原始调制信号；

[0009] 3)引入同步脉冲信号Ssyn，然后在该同步脉冲信号Ssyn的上升沿时采集三相模块化多电平变流器中各子模块电容电压，得各桥臂电容电压最大值及最小值对应的子模块Mmax及子模块Mmin；

[0010] 4)在一个开关周期内，当载波信号存在开通状态及关断状态时，载波信号为PWM信号，否则，载波信号为非PWM信号，则只有当前调制波与载波信号相交的该层调制信号为PWM信号，其余N-1层调制信号均为非PWM信号，设当桥臂电流方向为对子模块电容充电时，桥臂电流的极性为正；当桥臂电流方向为子模块电容放电时，桥臂电流的极性为负，然后在同步脉冲信号Ssyn上升沿时对模块化多电平变流器的桥臂电流进行采样，得到iarm；

[0011] 5)当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为关断状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为负，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为关断状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为开通状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流极性为负，且电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为开通状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号，得N个最终调制信号，然后通过将所述N个最终调制信号作为开关信号分配给三相模块化多电平变流器各桥臂中N个子模块的开关器件中进行模块化多电平变流器的电容电压平衡控制。

[0012] 步骤1)中获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，其中，ua＝Umsinωt， Um为三相模块化多电平变流器的交流侧输出幅值，ω为三相模块化多电平变流器的交流侧输出角频率，然后对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化，得三相模块化多电平变流器每相交流侧输出电压的归一化结果 其中，
Udc为变流器直流侧母线电压，m为调制比，且

[0013] 步骤1)中根据归一化的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波upx*及unx*，其中， x＝{a，b，c}。

[0014] 步骤2)中所述三角载波信号tril的频率为f，幅值为0～1/N。

[0015] 当三角载波信号处于波峰时，同步脉冲信号为上升沿，当三角载波信号处于波谷时，同步脉冲信号为下降沿。

[0016] 本发明具有以下有益效果：

[0017] 本发明所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法在对各子模块电容电压进行平衡的过程中，通过先获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压，再确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波，并由载波层叠调制策略得到N层原始调制信号，然后利用同步脉冲信号的上升沿对子模块电容电压进行采样，找出电容电压最大值与最小值所对应的子模块，最后检测桥臂电流的极性，并根据桥臂电流的极性以及桥臂电容电压最小的子模块MMIN的开关状态、桥臂电容电压最大的子模块MMAx的开关状态对N层原始调制信号进行调整，得N个最终调制信号，并将N个最终调制信号作为开关信号分配给三相模块化多电平变流器各桥臂中N个子模块的开关器件，从而实现三相模块化多电平变流器中各子模块电容电压平衡，且不会引起额外的开关动作，操作简单，易于实现。

附图说明

[0018] 图1为模块化多电平变流器主电路拓扑结构；

[0019] 图2为传统载波层叠调制策略示意图；

[0020] 图3(a)为本发明在同步信号上升沿时PWM模块与电容电压最小值模块调制信号交换示意图；

[0021] 图3(b)为本发明在同步信号上升沿时PWM模块与电容电压最大值模块调制信号交换示意图；

[0022] 图4(a)为本发明在同步信号下降沿时PWM模块与电容电压最大值模块调制信号交换示意图；

[0023] 图4(b)为本发明在同步信号下降沿时PWM模块与电容电压最小值模块调制信号交换示意图；

[0024] 图5为本发明中子模块电容电压平衡控制方法框图；

[0025] 图6为本发明中单一三角载波实现载波层叠调制策略框图；

[0026] 图7(a)为本发明中上桥臂输出电压的仿真波形图；

[0027] 图7(b)为本发明中下桥臂输出电压的仿真波形图；

[0028] 图7(c)为本发明中变流器交流侧输出电压的仿真波形图；

[0029] 图7(d)为本发明中交流侧输出电流以及上桥臂和下桥臂电流的仿真波形图；

[0030] 图7(e)为本发明中上桥臂子模块电容电压的仿真波形图；

[0031] 图7(f)为本发明中下桥臂子模块电容电压的仿真波形图；

[0032] 图8(a)为本发明中下桥臂输出电压的仿真波形图；

[0033] 图8(b)为本发明中变流器交流侧输出电流的仿真波形图；

[0034] 图8(c)为本发明中系统环流的仿真波形图；

[0035] 图8(d)为本发明中下桥臂子模块电容电压的仿真波形图；

[0036] 图9为本发明中电容电压平衡控制不引入额外开关动作的仿真验证图；

[0037] 图10为本发明中电容电压平衡控制中变流器电压和交流侧输出电流的稳态实验验证；

[0038] 图11为本发明中电容电压平衡控制中交流侧输出电压和变流器电流的稳态实验验证；

[0039] 图12(a)为电容电压平衡控制中交流侧输出电流和3、4子模块电容电压的动态实验验证图；

[0040] 图12(b)电容电压平衡控制中四个子模块电容电压的动态实验验证图；

[0041] 图13本发明中调制比突变时，电容电压平衡控制的动态实验验证图；

[0042] 图14本发明中负载突变时，电容电压平衡控制的动态实验验证图；

[0043] 图15(a)电容电压平衡控制不引入额外开关动作后上桥臂输出电压和交流侧输出电流的实验波形图；

[0044] 图15(b)电容电压平衡控制不引入额外开关动作后上桥臂四个子模块输出电压的实验波形；

具体实施方式

[0045] 下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

[0046] 本发明所述的基于载波层叠调制的模块化多电平变流器控制方法包括以下步骤：

[0047] 1)获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化处理，并根据归一化处理的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波，其中，三相模块化多电平变流器每个桥臂包括N个子模块；

[0048] 2)数据控制器产生三角载波信号tril，得N层载波信号，其中，第i层载波信号通过三角载波信号tril与直流偏置 相加得到，然后根据步骤1)得到的三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥臂的调制波以及各层载波信号通过载波层叠调制策略得N层原始调制信号；

[0049] 3)引入同步脉冲信号Ssyn，然后在该同步脉冲信号Ssyn的上升沿时采集三相模块化多电平变流器中各子模块电容电压，得各桥臂电容电压最大值及最小值对应的子模块Mmax及子模块Mmin；

[0050] 4)在一个开关周期内，当载波信号存在开通状态及关断状态时，载波信号为PWM信号，否则，载波信号为非PWM信号，则只有当前调制波与载波信号相交的该层调制信号为PWM信号，其余N-1层调制信号均为非PWM信号，设当桥臂电流方向为对子模块电容充电时，桥臂电流的极性为正；当桥臂电流方向为子模块电容放电时，桥臂电流的极性为负，然后在同步脉冲信号Ssyn上升沿时对模块化多电平变流器的桥臂电流进行采样，得到iarm；

[0051] 5)当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为关断状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为负，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为关断状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流的极性为正，且桥臂电容电压最大的子模块MMAX所对应的调制信号为开通状态时，则交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号；当桥臂电流极性为负，且电容电压最小的子模块MMIN所对应的调制信号为开通状态时，交换该子模块与当前PWM信号所分配子模块的调制信号，得N个最终调制信号，然后通过将所述N个最终调制信号作为开关信号分配给三相模块化多电平变流器中各桥臂N个子模块的开关器件中进行模块化多电平变流器的电容电压平衡控制。

[0052] 步骤1)中获取三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc，其中，ua＝Umsin ωt， Um为三相模块化多电平变流器的交流侧输出幅值，ω为三相模块化多电平变流器的交流侧输出角频率，然后对三相模块化多电平变流器每相交流侧的输出电压ua、ub及uc进行归一化，得三相模块化多电平变流器每相交流侧输出电压的归一化结果 及 其中，
Udc为变流器直流侧母线电压，m为调制比，且

[0053] 步骤1)中根据归一化的结果确定三相模块化多电平变流器每相中上桥臂及下桥* *臂的调制波upx及unx，其中， x＝{a，b，c}。

[0054] 步骤2)中所述三角载波信号tril的频率为f，幅值为0～1/N。

[0055] 当三角载波信号处于波峰时，同步脉冲信号为上升沿，当三角载波信号处于波谷时，同步脉冲信号为下降沿。

[0056] 参照图1，搭建模块化多电平变流器。模块化多电平变流器的主电路结构由六个桥臂分别和六个连接电抗器串联，然后构成双星形连接。每个桥臂有10个子模块串联组成，模块直流侧并联有电解电容器，开关器件采用IGBT或者GTO等大功率全控器件。

[0057] 每个桥臂中串联模块数没有上限，取值决定于供电系统电压等级，为了叙述方便，本实施例中以10个模块串联为例进行详细说明。又因为a、b、c三相的对称性以及上下桥臂的对称性，因此仅需分析a相上桥臂的情况即可，参照图2、3、4、5、6，本发明包括原始调制信号的产生和按一定规则交换相应模块调制信号的电容电压平衡控制方法。

[0058] 同时仿真软件中搭建了容量为5MVA，直流侧母线电压20kV，每个桥臂中10个斩波模块串联的仿真模型，对本发明中的方法进行了仿真验证。另外，在实验室中搭建了容量为2kW，直流侧母线电压200V，每个桥臂中4个斩波模块串联的单相MMC实验样机。仿真和实验结果均证明了该方法的正确性和可靠性，为工程应用提供了很好的参考价值。图7-图15给出了采用本发明控制方法的仿真和实验波形。从仿真和实验波形可以看出，在该控制方法下，模块化多电平变流器的稳态特性和动态特性均有优异的体现，从而证明了该方法的正确性和可靠性。