一种信道估计方法及其装置

摘要

本发明涉及通信领域，公开了一种信道估计方法及其装置，能够根据不同的场景采用不同的判决方法进行信道估计，提高了信道估计的性能。该信道估计方法包括：利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到，所述判决参数用于表征信道的相关特征；根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。该信道估计方法用于通信系统中信道估计。

权利要求

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到，所述判决参数用于表征信道的相关特征；

根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；

根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值；

所述判决参数包括：最大多径时延、多径均方值；

所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法具体包括：将所述最大多径时延及多径均方值的商与预设的第二门限值进行比较；

当所述最大多径时延及多径均方值的商大于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型；

当所述最大多径时延及多径均方值的商小于或等于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型；或将所述最大多径时延及多径均方值的商与预设的第三门限值进行比较；

当所述最大多径时延及多径均方值的商大于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型；

当所述最大多径时延及多径均方值的商小于或等于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述判决参数还包括：终端移动速度；

所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：将所述终端移动速度与预设的第一门限值进行比较；

当所述终端移动速度大于预设的第一门限时，在所述非参考信号位置的信道估计中先进行频域滤波再进行时域滤波；

当所述终端移动速度小于或等于预设的第一门限时，在所述非参考信号位置的信道估计中先进行时域滤波再进行频域滤波。

3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：根据所述最大多径时延确定所述频域滤波的阶数，所述最大多径时延越大，频域滤波器阶数越小，所述最大多径时延越小，所述频域滤波器阶数越大。

4.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较；

当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为Jakes功率谱模型；

当所述终端移动速度小于或者等于预设的第四门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为线性插值模型。

5.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数，所述终端移动速度越大，所述时域滤波阶数越小，所述终端移动速度越小，所述时域滤波阶数越大。

6.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

测量单元，用于利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到，所述判决参数用于表征信道的相关特征；

获取单元，用于根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；

处理单元，用于根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值；

所述判决参数包括：最大多径时延、多径均方值；

所述获取单元包括以下子单元：

第二比较子单元，用于将所述最大多径时延及多径均方值的商与预设的第二门限值进行比较；

第三判定子单元，用于当所述最大多径时延及多径均方值的商大于预设的第二门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型；

第四判定子单元，用于当所述最大多径时延及多径均方值的商小于或等于预设的第二门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型；或第二比较子单元，用于将所述最大多径时延及多径均方值的商与预设的第三门限值进行比较；

第三判定子单元，用于当所述最大多径时延及多径均方值的商大于预设的第三门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型；

第四判定子单元，用于当所述最大多径时延及多径均方值的商小于或等于预设的第三门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型。

7.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述判决参数还包括：终端移动速度；

所述获取单元还包括以下子单元：

第一比较子单元，用于将所述终端移动速度与预设的第一门限值进行比较；

第一判定子单元，用于当所述终端移动速度大于预设的第一门限时，判定所述非参考信号位置的信道估计中先进行频域滤波再进行时域滤波；

第二判定子单元，用于当所述终端移动速度小于或等于预设的第一门限时，判定所述非参考信号位置的信道估计中先进行时域滤波再进行频域滤波。

8.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述获取单元还包括以下子单元：第一确定子单元，用于根据所述最大多径时延确定所述频域滤波的阶数，所述最大多径时延越大，频域滤波器阶数越小，所述最大多径时延越小，所述频域滤波器阶数越大。

9.根据权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，所述获取单元还包括以下子单元：第三比较子单元，用于将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较；

第五判定子单元，用于当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为Jakes功率谱模型；

第六判定子单元，用于当所述终端移动速度小于或者等于预设的第四门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性为线性插值模型。

10.根据权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，所述获取单元还包括以下子单元：第二确定子单元，用于根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数，所述终端移动速度越大，所述时域滤波阶数越小，所述终端移动速度越小，所述时域滤波阶数越大。

说明书

一种信道估计方法及其装置

技术领域

[0001] 本发明涉及通信领域，特别涉及一种信道估计方法及其装置。

背景技术

[0002] 无线通信的信道环境变化复杂，信道的质量直接影响着无线通信系统的通信质量，因此信道估计是无线通信系统提供较高的数据速率的前提，只有对信道进行准确的信道估计，接收机才能准确地完成接收。

[0003] 目前，各通信系统采用在发射机发射的数据帧中插入已知的一定数量的训练序列或数据供接收端接收，所述训练序列或数据可以看做参考信号，从而根据接收端接收到的训练序列或数据进行信道估计的信道估计方法。LTE(Long Term Evolution，长期演进）通信系统是以MIMO（Multiple Input Multiple Output，多入多出）和OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)为基础的物理层架构。在LTE通信系统的信道估计中，LTE系统发送的用于信道估计的已知数据是离散分布在时域和频域的参考信号（RS，Reference Signal），终端接收数据时可以先估计出这些参考信号位置的信道估计，然后根据插值可以得到其他位置的信道估计，所述插值为非参考信号。如图1所示，图1为天线端口处一个子载波上的两个时隙中的参考信号分布图，图中的R0均表示参考信号，其余位置上的信号均为非参考信号。计算所述参考信号位置的信道估计的方法为LS（Least Square，最小二乘），计算非参考信号位置的信道估计的方法为MMSE（Minimum Mean Square Error，最小均方误差）滤波。该MMSE滤波方法是以LS得到的参考信号位置的信道估计为基础，确定对非参考信号位置的信道进行信道估计值的判决方法，根据该判决方法得到非参考信号位置的信道估计值。该判决方法包括：确定非参考信号位置进行信道估计时执行频域滤波和时域滤波的顺序、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数。

[0004] 滤波可以分成频域方向上的滤波和时域方向上的滤波。如图1所示，图中f指示的方向表示频域方向，t指示的方向表示时域方向。滤波器的阶数越大，滤波得到的信号的性能越高，但同时计算复杂度也会增加。此外，在滤波时会进行频域和时域相关性的估计，该相关性可以用于近似判断实际的多个子载波之间以及OFDM符号之间的相关性。在实际中，使用频域滤波模型和时域滤波模型来进行相关性的估计。常用的频域滤波模型有均匀时延模型、指数衰减模型及线性衰减模型。常用的时域滤波模型有Jakes功率谱模型及线性插值模型。

[0005] 在现有技术中，为了设计及计算的简单，频域滤波和时域滤波的执行顺序是一定的，此外，基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数也都是确定的，但是，这样的设计无法在各种场景下达到信道估计性能的最优化。

发明内容

[0006] 本发明的目的在于提供一种信道估计方法及其装置，能够根据不同的场景采用不同的判决方法进行信道估计，提高了信道估计的性能。

[0007] 为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种信道估计方法，包括：

[0008] 利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号进行信道估计得到，所述判决参数用于表征信道的相关特征；

[0009] 根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；

[0010] 根据所述判决方法对所述非参考信号进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。

[0011] 本发明的实施方式还提供了一种信道估计装置，包括：

[0012] 测量单元，用于利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到，所述判决参数用于表征信道的相关特征；

[0013] 获取单元，用于根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；

[0014] 处理单元，用于根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值；

[0015] 本发明实施方式相对于现有技术而言，在对非参考信号位置的数据进行信道估计时，首先利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到；然后根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；接着根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。与现有技术中，为了设计的简单使用的频域滤波和时域滤波的执行顺序一定、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数确定的信道估计方法相比较，能够根据不同的场景采用不同的方法进行信道估计，提高了信道估计的性能。

[0016] 另外，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：将所述终端移动速度与预设的第一门限值进行比较；当所述终端移动速度大于预设的第一门限时，所述对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波再进行时域滤波；当所述终端移动速度小于或等于预设的第一门限时，所述对非参考信号位置进行信道估计时先进行时域滤波再进行频域滤波。

[0017] 通过灵活配置时域滤波、频域滤波的先后顺序，可以在终端移动速度较高和较低的场景下均得到相对较优的性能，比固定滤波顺序的信道估计方法性能优。

[0018] 另外，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第二门限值进行比较；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型；或

[0019] 将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第三门限值进行比较；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型。

[0020] 通过自适应灵活设置频域滤波器阶数，可以在保证性能的情况下，在时间选择较大的情况下降低复杂度。

[0021] 另外，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：根据所述最大多径时延确定所述频域滤波的阶数，所述最大多径时延越大，所述频域滤波器阶数越小，所述最大多径时延越小，所述频域滤波器阶数越大。

[0022] 通过自适应灵活设置频域滤波器阶数，可以在保证性能的情况下，在频率选择较大的情况下降低复杂度。

[0023] 另外，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较；当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为Jakes功率谱模型；当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为线性插值模型。

[0024] 通过自适应可以根据实际的场景选择一种最接近的时域滤波模型，从而提供性能较优的信道估计方法。

[0025] 另外，所述根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数，所述终端移动速度越大，所述时域滤波阶数越小，所述终端移动速度越小，所述时域滤波阶数越大。

[0026] 通过自适应可以根据实际的场景选择一种最接近的时域滤波模型，从而提供性能较优的信道估计方法。

附图说明

[0027] 图1是现有技术中天线端口处一个子载波上的两个时隙中的参考信号分布图；

[0028] 图2是本发明第一实施方式的信道估计方法流程示意图；

[0029] 图3是本发明第七实施方式的信道估计装置结构示意图；

[0030] 图4是本发明第七实施方式的获取单元结构示意图；

[0031] 图5是本发明第八实施方式的获取单元结构示意图；

[0032] 图6是本发明第九实施方式的获取单元结构示意图；

[0033] 图7是本发明第十实施方式的获取单元结构示意图；

[0034] 图8是本发明第十一实施方式的获取单元结构示意图。

具体实施方式

[0035] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。

[0036] 本发明第一实施方式提供一种信道估计方法，如图2所示，该信道估计方法包括：

[0037] S101、根据参考信号位置的数据进行信道估计，得到第一信道估计值。

[0038] 第一信道估计值为向量或者矩阵。本步骤与现有技术相同，在此不再赘述。

[0039] S102、利用第一信道估计值测量判决参数。

[0040] 判决参数用于表征信道的相关特征，具体包括以下之一或其任意组合：最大多径时延、多径均方值及终端移动速度。

[0041] 利用第一信道估计值测量判决参数的方法为现有技术，本发明在此不作赘述。

[0042] S103、根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法。

[0043] 对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：非参考信号位置信道估计执行时，频域滤波与时域滤波的先后顺序、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数。

[0044] 根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：

[0045] 将在步骤S102中测量得到的终端移动速度，与预设的第一门限值进行比较；当所述终端移动速度大于预设的第一门限时，对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波再进行时域滤波；当所述终端移动速度小于或等于预设的第一门限时，对非参考信号位置进行信道估计时先进行时域滤波再进行频域滤波。

[0046] 终端移动的速度会对信号的频域特性和时域特性均产生影响，当终端移动速度较快时，在信号的频域上会产生多普勒频移扩散，从而引起信号在时域上的时间选择性衰落。因此，在终端移动速度较大时，先执行频域滤波再进行时域滤波。

[0047] 在实际应用中，预设的第一门限可以取30km（千米）/h（小时）～100km/h之间的值，具体取值大小可以根据实际应用的需要进行调整。

[0048] 示例的，假设步骤S102测量得到的终端移动速度为90km/h，预设的第一门限为60km/h，由于终端移动速度为90km/h大于预设的第一门限为60km/h，则步骤S103可以判决得到该场景信道中对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波再进行时域滤波。

[0049] 本发明实施例的步骤S103中，只根据判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序，基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数仍然按照现有技术中的方法来确定。

[0050] S104、根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。

[0051] 具体地说，在本步骤中，根据在步骤S103中判断得到的对非参考信号位置进行信道估计时，执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序，以及现有技术中确定的基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数，对所述非参考信号位置的数据进行信道估计。

[0052] 本发明实施方式相对于现有技术而言，在对非参考信号位置的数据进行信道估计时，首先利用第一信道估计值测量判决参数，第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到；然后根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；接着根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。与现有技术中，为了设计的简单使用的频域滤波和时域滤波的执行顺序一定、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数确定的信道估计方法相比较，能够根据不同的场景中终端移动的速度进行频域滤波和时域滤波的执行顺序的判断，在信道估计时按照终端移动速度对应的相应的滤波顺序进行滤波可以得到比固定滤波顺序较优的性能，提高了信道估计的性能。

[0053] 本发明第二实施方式提供一种信道估计方法，第二实施方式与第一实施方式基本相同，区别之处在于：在第一实施方式中，是根据终端移动速度与预设的第一门限值的比较结果，决策在非参考信号位置的信道估计中，是先进行频域滤波再进行时域滤波，还是先进行时域滤波再进行频域滤波。而在本实施方式中，频域滤波与时域滤波的先后顺序仍可以按现有技术确定，但需要根据最大多径延时及多径均方值的商与预设的第二门限值或第三门限值的比较，决策非参考信号位置的信道估计中的基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型。

[0054] 具体地说，在执行步骤S103的过程中，根据判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第二门限值进行比较；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第二门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型。本发明实施例的步骤S103中，只根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型，执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序、频域滤波的阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数仍然按照现有技术中的方法来确定。

[0055] 多径延时是信号沿着不同的路径在信道中传播引起的在接收时不同路径的信号到达接收端的时间差，最大多径延时表示最早到达的信号分量与最迟到达的信号分量之间的时间差，多径均方值表示均方根时延。

[0056] 目前，基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型共三种：指数衰减模型、均匀延时模型及线性衰减模型。上述三种模型各有利弊，指数衰减模型计算较复杂，但更接近实际的信道场景；均匀延时模型计算简单，但基本无法接近实际的信道场景；线性衰减模型的计算难易程度及性能介于上述两种模型之间。

[0057] 在实际应用中，预设的第二门限值可以取2～20之间的值，具体取值大小可以根据实际应用的需要进行调整。

[0058] 示例的，假设步骤S102测量得到的最大多径延时及多径均方值的商为6，预设的第二门限值8，由于最大多径延时及多径均方值的商小于预设的第二门限值，因此对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型。

[0059] 或者，本实施方式可以通过如下方式获得基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型：

[0060] 将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第三门限值进行比较；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第三门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型。

[0061] 在实际应用中，预设的第三门限可以取1～5之间的值，具体取值大小可以根据实际应用的需要进行调整。

[0062] 示例的，假设步骤S102测量得到的最大多径延时及多径均方值的商为6，预设的第三门限值4，由于最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第三门限值，因此对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型。

[0063] 或者，本实施方式可以通过如下方式获得基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型：

[0064] 将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第二门限值及预设的第三门限值同时进行比较；当所述最大多径延时及多径均方值的商小于预设的第二门限值时，对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于等于预设的第二门限值且同时小于所述预设的第三门限值时，对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型；当所述最大多径延时及多径均方值的商大于等于预设的第三门限值时，对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型。

[0065] 需要说明的是，本实施例成立的前提是所述预设的第二门限值小于所述预设的第三门限值。

[0066] 示例的，假设步骤S102测量得到的所述最大多径延时及多径均方值的商为3，所述预设的第二门限值2，所述预设的第三门限值5，由于所述最大多径延时及多径均方值的商满足大于所述预设的第二门限值且同时小于所述预设的第三门限值，因此判定得到对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型。

[0067] 这样一来，可以根据不同的场景选择最接近的频域滤波模型，提高了信道估计的性能。

[0068] 本发明第三实施方式提供一种信道估计方法，第三实施方式与第一实施方式基本相同，区别之处在于：在第一实施方式中，是根据终端移动速度与预设的第一门限值的比较结果，决策在非参考信号位置的信道估计中，是先进行频域滤波再进行时域滤波，还是先进行时域滤波再进行频域滤波。而在本实施方式中，频域滤波与时域滤波的先后顺序仍可以按现有技术确定，但需要根据最大多径延时来决策非参考信号位置的信道估计中的频域滤波的阶数。

[0069] 在执行步骤S103的过程中，根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法还包括：根据所述最大多径时延确定所述频域滤波的阶数，所述最大多径时延越大，所述频域滤波器阶数越小，所述最大多径时延越小，所述频域滤波器阶数越大。本发明实施例的步骤S103中，只根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时频域滤波的阶数，执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数仍然按照现有技术中的方法来确定。

[0070] 在实际应用中，最大多径时延的取值范围为0us（微秒）～20us，频域滤波器阶数的取值范围为2～24。示例的，最大多径时延与频域滤波器阶数的间取值的对应关系可以参考表1。

[0071] 表1

[0072]

[0073] 示例的，假设步骤S102测量得到的最大多径时延的值为12us，查表1可得，该信道场景中对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波器阶数为5～9，即该场景中对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波器阶数为5、6、7、8及9中的任意一个值。

[0074] 最大多径时延与所述频域滤波器阶数间的对应关系可以根据实际应用的需要进行设置，本发明在此不作限制。

[0075] 这样一来，可以在保证滤波性能的前提下，根据不同的场景进行频域滤波阶数的选择，当频域选择性较大和时域选择性大的情况下降低了滤波器设计的复杂度。

[0076] 本发明第四实施方式提供一种信道估计方法，第四实施方式与第一实施方式基本相同，区别之处在于：在第一实施方式中，是根据终端移动速度与预设的第一门限值的比较结果，决策在非参考信号位置的信道估计中，是先进行频域滤波再进行时域滤波，还是先进行时域滤波再进行频域滤波。而在本实施方式中，频域滤波与时域滤波的先后顺序仍可以按现有技术确定，但需要根据将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较，来决策时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型。

[0077] 在执行步骤S103的过程中，根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较；当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为Jakes功率谱模型；当所述终端移动速度小于预设的第四门限值时，对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性为线性插值模型。本发明实施例的步骤S103中，只根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型，执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、时域滤波的阶数仍然按照现有技术中的方法来确定。

[0078] 目前，时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性共两种：Jakes功率谱模型和线性插值模型。Jakes功率谱模型准确性较高，但是设计的复杂度相对较高，线性插值模型较所述Jakes功率谱模型准确性较低，但是设计的复杂度也相对较低。

[0079] 在实际应用中，预设的第四门限值可以取30km/h～150km/h之间的值，具体取值大小可以根据实际应用的需要进行调整。

[0080] 示例的，假设步骤S102测量得到的终端移动速度为90km/h，预设的第四门限值为100km/h，由于终端移动速度为90km/h小于预设的第四门限值100km/h，则可以判决得到该信道场景中所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为线性插值模型。

[0081] 这样一来，可以根据不同的场景选择最接近的时域滤波模型，提高了信道估计的性能。

[0082] 本发明第五实施方式提供一种信道估计方法，第五实施方式与第一实施方式基本相同，区别之处在于：在第一实施方式中，是根据终端移动速度与预设的第一门限值的比较结果，决策在非参考信号位置的信道估计中，是先进行频域滤波再进行时域滤波，还是先进行时域滤波再进行频域滤波。而在本实施方式中，频域滤波与时域滤波的先后顺序仍可以按现有技术确定，但需要根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数。

[0083] 在执行步骤S103的过程中，根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法包括：根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数，终端移动速度越大，时域滤波阶数越小，终端移动速度越小，时域滤波阶数越大。本发明实施例的步骤S103中，只根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的阶数，所述执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序、所述基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、所述基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型仍然按照现有技术中的方法来确定。

[0084] 在实际应用中，终端移动速度的范围为0km/h～500km/h，时域滤波的阶数的范围为2～6。在根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的方法中，首先可以设置多个门限，然后根据所述多个门限分段与所述时域滤波的阶数进行对应。示例的，对于所述终端移动速度，预设的第一子门限为50km/h，预设的第二子门限为100km/h。然后比较所述终端移动速度与所述预设的第一子门限和所述预设的第二子门限的大小。当所述终端移动速度小于所述预设的第一子门限时，可以设置所述时域滤波阶数为5或6；当所述终端移动速度大于等于所述预设的第一子门限且同时小于所述预设的第二子门限时，可以设置所述时域滤波阶数为3或4；当所述终端移动速度大于等于所述预设的第二子门限时，可以设置所述时域滤波阶数为2。所述终端移动速度与所述时域滤波器阶数间的对应关系可以根据实际应用的需要进行设置，本发明在此不作限制。

[0085] 这样一来，可以在保证滤波性能的前提下，根据不同的场景进行时域滤波阶数的选择，当频域选择性较大和时域选择性大的情况下降低了滤波器设计的复杂度。

[0086] 本发明第六实施方式提供一种信道估计方法，第五实施方式与第一实施方式基本相同，区别之处在于：在执行步骤S103的过程中，根据本发明实施例一、本发明实施例二、本发明实施例三、本发明实施例四及本发明实施例五所述的实施方式来获得对非参考信号位置进行信道估计时的执行时频域滤波与时域滤波的先后顺序、所述基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数中的一个或多个，对于未按照本发明实施例一至实施例五中的实施方式来获得的判决方法，可以按照现有技术中的方法来确定。

[0087] 这样一来，可以在保证滤波性能的前提下，增加信道估计方法的灵活性，同时也提高了信道估计方法的准确性。

[0088] 本发明第七实施方式提供一种信道估计装置3，如图3所示，所述信道估计装置3包括：

[0089] 测量单元30，用于利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到，判决参数用于表征信道的相关特征。

[0090] 获取单元31，用于根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法。

[0091] 判决参数具体包括以下之一或其任意组合：最大多径时延、多径均方值及终端移动速度。

[0092] 处理单元32，用于根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。

[0093] 进一步的，如图4所示，所述获取单元31包括以下子单元：

[0094] 第一比较子单元3101，用于将所述终端移动速度与预设的第一门限值进行比较。

[0095] 第一判定子单元3102，用于当所述终端移动速度大于预设的第一门限时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时先进行频域滤波再进行时域滤波。

[0096] 第二判定子单元3103，用于当所述终端移动速度小于或等于预设的第一门限时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时先进行时域滤波再进行频域滤波。

[0097] 本发明实施方式相对于现有技术而言，在对非参考信号位置的数据进行信道估计时，首先测量单元利用第一信道估计值测量判决参数，所述第一信道估计值根据参考信号位置的数据进行信道估计得到；然后获取单元根据所述判决参数获得对非参考信号位置进行信道估计时的判决方法；接着处理单元根据所述判决方法对所述非参考信号位置的数据进行信道估计，得到第二信道估计值，将所述第二信道估计值作为最终的信道估计值。与现有技术中，为了设计的简单使用的频域滤波和时域滤波的执行顺序一定、基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型及阶数、基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型及阶数确定的信道估计装置相比较，能够能够根据不同的场景中终端移动的速度进行频域滤波和时域滤波的执行顺序的判断，在信道估计时按照终端移动速度对应的相应的滤波顺序进行滤波可以得到比固定滤波顺序较优的性能，提高了信道估计的性能。

[0098] 本发明第八实施方式提供另一种信道估计装置，第八实施方式与第七实施方式大致相同，如图5所示，主要区别之处在于：所述获取单元用于获取所述基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型。

[0099] 所述获取单元31还包括以下子单元：

[0100] 第二比较子单元3104，用于将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第二门限值进行比较。

[0101] 第三判定子单元3105，用于当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第二门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为指数衰减模型。

[0102] 第四判定子单元3106，用于当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第二门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型或线性衰减模型。

[0103] 或

[0104] 所述第二比较子单元3104，用于将所述最大多径延时及多径均方值的商与预设的第三门限值进行比较。

[0105] 第三判定子单元3105，用于当所述最大多径延时及多径均方值的商大于预设的第三门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为线性衰减模型。

[0106] 第四判定子单元3106，用于当所述最大多径延时及多径均方值的商小于或等于预设的第三门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多径时延分布的频域滤波的子载波之间的互相关模型为均匀延时模型。

[0107] 这样一来，所述获取单元可以根据不同的场景选择最接近的频域滤波模型，提高了信道估计的性能。

[0108] 本发明第九实施方式提供另一种信道估计装置，第九实施方式与第七实施方式大致相同，如图6所示，主要区别之处在于：所述获取单元用于获取所述频域滤波的阶数。

[0109] 所述获取单元31还包括以下子单元：

[0110] 第一确定子单元3107，用于根据所述最大多径时延确定所述频域滤波的阶数，所述最大多径时延越大，所述频域滤波器阶数越小，所述最大多径时延越小，所述频域滤波器阶数越大。

[0111] 这样一来，所述获取单元可以在保证滤波性能的前提下，根据不同的场景进行频域滤波阶数的选择，当频域选择性较大和时域选择性大的情况下降低了滤波器设计的复杂度。

[0112] 本发明第十实施方式提供另一种信道估计装置，第十实施方式与第七实施方式大致相同，如图7所示，主要区别之处在于：所述获取单元用于获取所述基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型。

[0113] 所述获取单元31还包括以下子单元：

[0114] 第三比较子单元3108，用于将所述终端移动速度与预设的第四门限值进行比较；

[0115] 第五判定子单元3109，用于当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时时域滤波的基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为Jakes功率谱模型；

[0116] 第六判定子单元3110，用于当所述终端移动速度大于预设的第四门限值时，判定所述对非参考信号位置进行信道估计时基于多普勒功率谱的符号之间的相关性模型为线性插值模型。

[0117] 这样一来，所述获取单元可以根据不同的场景选择最接近的时域滤波模型，提高了信道估计的性能。

[0118] 本发明第十一实施方式提供另一种信道估计装置，第十一实施方式与第七实施方式大致相同，如图8所示，主要区别之处在于：所述获取单元用于获取所述时域滤波的阶数。

[0119] 所述获取单元31还包括以下子单元：

[0120] 第二确定子单元3111，用于根据所述终端移动速度确定所述时域滤波的阶数，所述终端移动速度越大，所述时域滤波阶数越小，所述终端移动速度越小，所述时域滤波阶数越大。

[0121] 这样一来，所述获取单元可以在保证滤波性能的前提下，根据不同的场景进行时域滤波阶数的选择，当频域选择性较大和时域选择性大的情况下降低了滤波器设计的复杂度。

[0122] 值得一提的是，本实施方式中所涉及到的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。各个物理单元的工作原理可以参考方法实施例中的叙述，本发明在此不再赘述。此外，为了突出本发明的创新部分，本实施方式中并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。

[0123] 本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。