一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置

摘要

本发明针对恒流源电路引起的微小误差，影响时间间隔测量精度，提出一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置。通过在恒流源电路中的运算放大器输出端加入第一电阻、第二电阻，第二电阻的电阻值为第一NPN三极管等效电阻阻值的1/N，由于运算放大器输出的等效噪声电流为一个定值，这样通过第二电阻的电阻值的分流，进入第一NPN三极管基极的噪声等效电流见到原来的1/(N+1)，从而使其具有低噪声的特性，从而提高测量精度。

权利要求

1.一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置，包括输入调理电路、时间-幅度转换器TAC1、TAC2以及FPGA(现场可编程逻辑器件)；

输入调理电路根据开始信号脉冲(START)和停止信号脉冲(STOP)，将待测时间间隔分解为能被计数器直接计数无量化误差的整数部分闸门信号、开始信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔信号Δtstart以及停止信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔信号Δtstop；其中，整数部分闸门信号送入FPGA中的计数器中进行计数，得到整数部分的时间间隔；时间间隔信号Δtstart、Δtstop分别送入时间-幅度转换器TAC1、TAC2进行高分辨率的测量，得到两个小数部分的时间间隔，最后在FPGA中将整数部分的时间间隔与两个小数部分的时间间隔汇总处理，再经数据接口送给后续处理单元；

其特征在于，所述时间-幅度转换器TAC1、TAC2中的恒流源电路包括：

一运算放大器，其正输入端接参考电压，输出端通过第一电阻输出到第一NPN三极管的基极；

第一NPN三极管，其集电极接时间-幅度转换器中的两个差分高速开关管的发射极，基极通过第二电阻接地，同时，发射极通过第三电阻接地，第三电阻非接地端与运算放大器的负输入端连接；

其中，第二电阻的电阻值是第一NPN三极管基极等效电阻的1/N倍，N根据具体的恒流源电路设计确定。

2.根据权利要求1所述的时间间隔测量装置，其特征在于，所述的恒流源电路还包括：

第二NPN三极管，与第一NPN三极管具有相同型号，其基极与集电极连接；所述的第三电阻非接地端与运算放大器的负输入端连接为：第二NPN三极管的基极与第三电阻非接地端连接，发射极与运算放大器的负输入端连接；

第四电阻，运算放大器负输入端通过第四电阻接地。

3.根据权利要求1所述的时间间隔测量装置，其特征在于，所述的第一电阻R11并联一个电容C5组成了低通滤波器，可以进一步抑制高频噪声。

4.根据权利要求1所述的时间间隔测量装置，其特征在于，所述第一NPN三极管集电极接时间-幅度转换器中的两个差分高速开关管的发射极为：通过第五电阻一端接两个差分高速开关管的发射极，另一端接第一NPN三极管Q5的集电极，这样可以与第一NPN三极管的等效结电容形成低通滤波，防止高频晶体管自激，提高电路稳定性。

说明书

一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置

技术领域

[0001] 本发明属于时间间隔测量技术领域，更为具体地讲，涉及一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置。

背景技术

[0002] 高分辨率时间间隔测量技术广泛应用于电子仪器、激光测距、物理实验等各个科研生产领域，是这些领域的基础技术。目前广泛应用的时间间隔测量的方法主要有直接计数法、模拟内插法、数字游标法、延迟线法以及时间幅度转换法。

[0003] 直接计数法将被测信号转换为闸门信号，控制高速电路对高速时钟进行计数，从而获得被测信号时间间隔。这种方法的原理比较简单，但要实现皮秒量级的准确度，其计数频率要达到100GHz，信号达到微波段。这样的信号不仅难以产生，准确性也难以保证，而且由于分布参数效应，在普通电路中不易实现。因此，目前该方法只能达到纳秒级的精度。

[0004] 模拟内插法是将窄脉冲信号(被测脉冲信号宽度)控制恒流源充放电电路(快充慢放，或者快放慢充)，产出相对较宽的脉冲信号(次脉冲宽度与输入窄脉冲宽度成线性比例关系)，然后对次宽脉冲进行计数，间接测量窄脉冲的时间间隔。此方法应用较广，但由于电流源电路线性不好等原因，通常得到的时间分辨率约几十ps量级。

[0005] 游标法的原理比较复杂，它采用的可移位相锁相环(Phase shiftable PLL)实现的技术难度较大，其器件为专用器件(比如HP的5370B高精度时间间隔计数器内的Phase shiftable PLL就是采用了HP自己的专用器件，其测量精度可达20ps，由于市场及价格原因目前已停产)，如果采用普通的器件来实现Phase shiftable PLL是较为困难的，因为Phase shiftable PLL在相位上必须与被测信号保持固定的关系，而在频率上又要与参考频率相关，实际上在原理上是一个锁频环，其精度的控制在技术上是非常困难的，所以现在利用这种方法来实现高精度时间间隔测量的产品不多，主要原因就是实现难度大。

[0006] 延迟线法是利用集成电路内部时延来测量时间间隔的，被测脉冲经过多个串联的“脉冲缩减缓冲器”电路，由于它们的上升时间和下降时间的不一致，使得每经过一个脉冲缩减缓冲器，脉冲就缩减一个时间单位(如20ps)。当检测器检测出输入在第几个脉冲缩减缓冲器突然消失时，就可以知道被测脉冲的宽度，从而测量出时间间隔。由于电路芯片受温度及电压等影响，使得电路的上升时间和下降时间发生变化，所以这种测量方法必须有校验手段。

[0007] 时间-幅度转换(Time-to-Amplitude Converter，简称TAC)方法是将电脉冲信号的宽度转换为直流电平幅度的方法来进行测量，从而间接实现高分辨率的时间间隔测量。

[0008] 现有基于TAC的高分辨率时间间隔装置的结构原理如图1所示。其中，输入调理电路根据开始信号脉冲(START)和停止信号脉冲(STOP)，利用低抖动数字逻辑器件，将待测时间间隔分解为能被计数器直接计数无量化误差的整数部分闸门信号和“时间零头”，分别是开始信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔Δtstart，以及停止信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔Δtstop，即小数部分Δtstart、Δtstop，再分别送入时间-幅度转换器TAC1、TAC2进行高分辨率的测量，最后在FPGA(现场可编程逻辑器件)中将测量数据汇总处理，再经数据接口送给后续处理单元。该技术目前大致可以实现几十皮秒量级的分辨率，但是，若要进一步提高精度，则存在着温漂大，影响测量精度的问题。

[0009] 目前应用的TAC转换器都是采用一个恒流源给一个电容进行充电，电容两端电压在窄脉冲内线性上升，通过测量电容两端电压变化量即可计算出窄脉冲的宽度。图2是现有技术中TAC转换器的原理图。

[0010] 图2中，Q1和Q2为两个差分的高速开关管，发射极连接在一起，并通过一个恒流源接地。运算放大器用于在Δt内为电容C通过恒流源I进行充电，一次充电完成后，产生与Δt成线性比例关系的电压信号，经过偏置调节电路，送至高分辨率ADC中进行量化，量化完成后，闭合开关S，等待下一次测量。

[0011] TAC转换器的具体电路在许多文献中有叙述，但更多的是原理性的描述，由于之前的时间间隔测量精度没有达到几个皮秒量级，所以对其中的恒流源电路引起的微小误差并没有进行深入的研究，对恒流源电路的指标也没有特别说明。

发明内容

[0012] 本发明的目的在于克服现有的高分辨率时间间隔测量装置不足，提供一种具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置，以提高时间间隔的测量精度。

[0013] 为实现以上目的，本发明具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置，包括输入调理电路、时间-幅度转换器TAC1、TAC2以及FPGA；

[0014] 输入调理电路根据开始信号脉冲(START)和停止信号脉冲(STOP)，将待测时间间隔分解为能被计数器直接计数无量化误差的整数部分闸门信号、开始信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔信号Δtstart以及停止信号脉冲与系统时钟产生的时间间隔信号Δtstop；其中，整数部分闸门信号送入FPGA(现场可编程逻辑器件)中的计数器中进行计数，得到整数部分的时间间隔；时间间隔信号Δtstart、Δtstop分别送入时间-幅度转换器TAC1、TAC2进行高分辨率的测量，得到两个小数部分的时间间隔，最后在FPGA中将整数部分的时间间隔与两个小数部分的时间间隔汇总处理，再经数据接口送给后续处理单元。

[0015] 其特征在于，所述时间-幅度转换器TAC1、TAC2中的恒流源电路包括：

[0016] 一运算放大器，其正输入端接参考电压，输出端通过第一电阻输出到第一NPN三极管的基极；

[0017] 第一NPN三极管，其集电极接时间-幅度转换器中的两个差分高速开关管的发射极，基极通过第二电阻接地，同时，发射极通过第三电阻接地，第三电阻非接地端与运算放大器的负输入端连接；

[0018] 其中，第二电阻的电阻值为第一NPN三极管等效电阻值的1/N，N根据具体的恒流源电路设计确定。

[0019] 作为进一步的改进，所述的恒流源电路还包括：

[0020] 第二NPN三极管，与第一NPN三极管具有相同型号，其基极与集电极连接；所述的第三电阻非接地端与运算放大器的负输入端连接为：第二NPN三极管的基极与第三电阻非接地端连接，发射极与运算放大器的负输入端连接；

[0021] 第四电阻，所述的运算放大器负输入端接地为通过第四电阻接地。

[0022] 本发明的目的是这样实现的。

[0023] 本发明在恒流源电路中的运算放大器输出端加入第一电阻、第二电阻，第二电阻的电阻值为第一NPN三极管等效电阻值的1/N倍，由于运算放大器输出的等效噪声电流为一个定值，这样通过第二电阻的电阻值的分流，进入第一NPN三极管基极的噪声等效电流见到原来的1/(N+1)，从而使其具有低噪声的特性，从而提高测量精度。

[0024] 此外，本发明在恒流源电路中的运算放大器的反馈回路上接入一个与第一NPN三极管具有相同型号的第二NPN三极管，以补偿第一NPN三极管的温漂，在未补偿前，假设T温度上升，此时第一NPN三极管的β值会升高，当其基极电流IB保持恒定的时候，集电极电流IC就会上升，导致恒流源电路电流随着温度的升高而升高，该过程可以表示为：

[0025] T↑→β↑→IC↑

[0026] 在加入第二NPN三极管后，当温度T上升后，第二NPN三极管的基极发射极电压VBE会下降，在参考电压VREF1保持不变的情况下，第三电阻两端的电压VR会下降，即流过第三电阻的电流IR下降，这会导致集电极电流IC的下降，该过程可以表示为：

[0027] T↑→VBE↓→VR↓→IR↓→IC↓

[0028] 在本发明中，两个过程同时发生，从而补偿了由于第一NPN三极管产生的集电极电流IC上升的情况，达到了抑制温漂的效果，从而进一步提高了测量精度。

附图说明

[0029] 图1是基于TAC的高分辨率时间间隔装置的结构原理图；

[0030] 图2是现有技术中TAC转换器的原理图；

[0031] 图3是本发明具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置中时间-幅度转换器一种具体实施方式原理图。

具体实施方式

[0032] 下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

[0033] 图3是本发明具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置中时间-幅度转换器一种具体实施方式原理图。

[0034] 本发明具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置中的输入调理电路、以及FPGA都是现有技术，在此不再赘述。

[0035] 在本实施例中，如图3所示，本发明具有温度补偿功能的高分辨率时间间隔测量装置中时间-幅度转换器包括恒流源电路以及时间幅度转换电路，其中，时间幅度转换电路也属于现有技术，在此不再赘述。

[0036] 在本实施例中，本发明在现有TAC(时间-幅度转换器)测量原理基础上，对恒流源电路进行了改进，得到一种精密恒流源电路，该电路具有低噪声、低温漂的特性，从而提高时间间隔的测量精度。

[0037] A.低噪声

[0038] 在本实施例中，如图3所示，运算放大器U3的正输入端通过电阻R10接参考电压VRER1(同时，通过电阻R17接地，输入的为参考电压在电阻R17上的分压，电阻R17并联一个电容C6，以减小参考电压VRER1的噪声)，负输入端通过第四电阻接地，输出端加入第一电阻R11、第二电阻R12，输出端通过第一电阻输出R11到第一NPN三极管Q5的基极。

[0039] 第一NPN三极管Q5，其集电极通过第五电阻R18接时间-幅度转换器中(时间-幅度转换器中)的两个差分高速开关管Q2、Q3的发射极，其基极端输入等效电阻记作“Rq”，大概约几十k欧姆，另外基极端通过第二电阻R12接地，第二电阻远小于Rq同时，不妨记作R12＝(Rq)/N，发射极通过第三电阻R15接地，第三电阻R15非接地端与运算放大器U3的负输入端连接。在本实施例中，在第一NPN三极管Q5的发射极与第三电阻R15之间加入了第五电阻R13，第五电阻R13为缓冲电阻，阻值较小，用于避免Q5产生自激振荡，增强电路的稳定性。

[0040] 第一电阻R11并联一个电容C5组成了低通滤波器，可以进一步抑制高频电压噪声，电阻R18一端接两个差分高速开关管Q2和Q3的发射极，另一端接第一NPN三极管Q5的集电极，可以与高频晶体管的等效结电容形成低通滤波，防止高频晶体管自激，提高电路稳定性。同时第二电阻R12的增加，极大减小了第一NPN三极管Q5基极的电流噪声。该过程可以表示为：

[0041] 在加入第一电阻R11、第二电阻R12之前，假设运算放大器U3的输出电流为：

[0042] I＝Io1+INOISE＝IB

[0043] 其中Io1是不考虑噪声时，运算放大器U3的理想输出电流，INOISE是叠加在运算放大器U3输出端的等效噪声电流，IB为流入第一NPN三极管Q5基极的电流。显然，此时运算放大器U3输出的噪声电流INOISE全部输入到第一NPN三极管Q5的基极，影响了给恒流源电路带来噪声较大。加入第一电阻R11、第二电阻R12后，运算放大器U3的输出电流为：

[0044]

[0045] 其中， 分别为流过第一电阻R11和第二电阻R12的电流，IO2为不考虑噪声时运算放大器U3的输出电流。根据R12＝(Rq)/N，则可由上式推出

[0046]

[0047] 进一步推出

[0048]

[0049] 可见，第一NPN三极管Q5的基极输入电流噪声减小到了原来的1/(N+1)。INOISE主要来源于运算放大器U3，通过加入第二电阻减小了输入到第一NPN三极管Q5基极的噪声电流，实现了低噪声的恒流源。

[0050] B.低温漂

[0051] 另外，在本实施例中，为了降低恒流源电路的温漂，在运算放大器U3的反馈回路上接入了一个与第一NPN三极管Q5具有相同型号的第二NPN三极管Q6：第二NPN三极管Q6的基极与集电极连接，所述的第三电阻R15非接地端与运算放大器U3的负输入端连接为：第二NPN三极管的基极Q6与第三电阻R15非接地端连接，发射极与运算放大器U3的负输入端连接。这样，保证第二NPN三极管Q6与第一NPN三极管Q5为同一型号，温漂特性相近，则可以在一定程度上，通过第二NPN三极管Q6来补偿第一NPN三极管Q5的温漂。

[0052] 所述的运算放大器U3负输入端通过第四电阻R14接地，以形成一定反馈回路，构成温度补偿电路。

[0053] 在未补偿前，假设T温度上升，此时第一NPN三极管Q5的β值会升高，当其基极电流IB保持恒定的时候，集电极电流IC就会上升，导致恒流源电路电流随着温度的升高而升高，该过程可以表示为：

[0054] T↑→β↑→IC↑

[0055] 在加入第二NPN三极管Q6后，当温度T上升后，第二NPN三极管Q6的基极发射极电压VBE会下降，在参考电压VREF1保持不变的情况下，第三电阻R15两端的电压VR会下降，即流过第三电阻R15的电流IR下降，这会导致集电极电流IC的下降，该过程可以表示为：

[0056] T↑→VBE↓→VR↓→IR↓→IC↓

[0057] 在本发明中，两个过程同时发生，从而补偿了由于第一NPN三极管Q5产生的集电极电流IC上升的情况，达到了抑制温漂的效果，从而进一步提高了测量精度。

[0058] 在本实施例中，本发明通过对已有时间-幅度转换器的有效改进，包括降低噪声电路，温度补偿电路，可以实现皮秒量级的时间间隔测量精度。

[0059] 尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。