控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法

摘要

公开了一种控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法。通过采样流过功率级电路第一功率晶体管的电流谷值和第二功率晶体管的电流峰值，并进而基于所述电流谷值和电流峰值的平均值获取表征输出电流的参量，由此，可以基于对第一功率晶体管和第二功率晶体管的电流采样来实现恒流控制，简化了具有恒流输出的开关型变换器的电流反馈方式，使得应用其的集成电路可以具有更少的管脚。

权利要求

1.一种控制电路，用于控制包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感的功率级电路，所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管交替关断和导通使得电感在存储能量和释放能量两个状态间切换，所述控制电路包括：谷值获取电路，用于获取表征流过所述第一功率晶体管的电流谷值的第一电压；

峰值获取电路，用于获取表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压；

补偿信号生成电路，用于根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号，所述补偿信号表征期望电感电流与电感电流峰值和谷值的平均值之间的差值；

控制信号生成电路，用于根据所述补偿信号生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率晶体管，所述第二控制信号用于控制所述第二功率晶体管。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一电压与所述流过第一功率晶体管的电流谷值成正的第一比例，所述第二电压与流过第二功率晶体管的电流峰值成负的第二比例；所述第一比例和所述第二比例绝对值相同；

所述补偿信号生成电路生成与Vref-(V1-V2)/2成比例的信号作为所述补偿信号，其中，Vref为所述参考电压，V1为所述第一电压，V2为所述第二电压。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述谷值获取电路包括：第一电流检测电路，用于检测流过所述第一功率晶体管的电流输出第一电流检测信号，所述第一电流检测信号与流过所述第一功率晶体管的电流成第一比例；

第一采样电路，用于根据所述第一控制信号或所述第二控制信号采样所述第一电流检测信号输出所述第一电压；

所述峰值获取电路包括：

第二电流检测电路，用于检测流过所述第二功率晶体管的电流输出第二电流检测信号，所述第二电流检测信号与流过所述第二功率晶体管的电流成第二比例；

第二采样电路，用于根据所述第一控制信号或所述第二控制信号采样所述第二电流检测信号输出所述第二电压。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述第一采样电路包括：第一单触发电路，用于在所述第一控制信号由无效电平切换为有效电平时或所述第二控制信号由有效电平切换为无效电平时输出第一单触发信号；

第一开关和第一电阻，串联连接在所述第一电流检测电路和第一电压输出端之间，所述第一开关根据所述第一单触发信号导通；

第一电容，连接在所述第一电压输出端和接地端之间，用于保持所述第一电压；

所述第二采样电路包括：

第二单触发电路，用于在所述第一控制信号由有效电平切换为无效电平时或所述第二控制信号由无效电平切换为有效电平时输出第二单触发信号；

第二开关和第二电阻，串联连接在所述第二电流检测电路和第二电压输出端之间，所述第二开关根据所述第二单触发信号导通；

第二电容，连接在所述第二电压输出端和接地端之间，用于保持所述第二电压。

5.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述第一电流检测电路包括：第三电阻和第三开关，串联连接在所述第一功率晶体管的第一端和第二端之间，所述第三开关与所述第一功率晶体管同时导通或关断；

压降获取电路，用于采样所述第三电阻两端电压作为所述第一电流检测信号；

所述第二电流检测电路包括：

第四电阻和第四开关，串联连接在所述第二功率晶体管的第一端和第二端之间，所述第四开关与所述第二功率晶体管同时导通或关断；

其中，所述第一功率晶体管的第一端和所述第二功率晶体管的第一端为源极，所述第一功率晶体管的第二端和所述第二功率晶体管的第二端为漏极。

6.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述补偿信号生成电路包括：误差放大器，分别输入所述第一电压和所述第二电压输出表征电感电流峰值和电感电流谷值的平均值的第三电压；

转导放大器，分别输入所述参考电压和所述第三电压输出所述补偿信号。

7.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述补偿信号生成电路包括：误差放大器，分别输入所述参考电压和所述第一电压输出第四电压；

加法器，分别输入所述参考电压和所述第二电压输出第五电压；

转导放大器，分别输入所述第四电压和所述第五电压输出所述补偿信号。

8.一种集成电路，包括：

第一功率晶体管；

第二功率晶体管；

根据权利要求1-7中任一项所述的控制电路，用于控制所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管。

9.一种开关型变换器，包括：

功率级电路，包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感；

根据权利要求1-7中任一项所述的控制电路，用于控制所述功率级电路。

10.一种恒流控制方法，用于控制包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感的功率级电路，所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管交替关断和导通使得电感在存储能量和释放能量两个状态间切换，所述方法包括：获取表征流过所述第一功率晶体管的电流谷值的第一电压和表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压；

根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号，所述补偿信号表征期望电感电流与电感电流峰值和谷值的平均值之间的差值；

根据所述补偿信号生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率晶体管，所述第二控制信号用于控制所述第二功率晶体管。

11.根据权利要求10所述的恒流控制方法，其特征在于，所述第一电压与所述流过第一功率晶体管的电流谷值成正的第一比例，所述第二电压与流过第二功率晶体管的电流峰值成负的第二比例；所述第一比例和所述第二比例绝对值相同；

所述根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号包括生成与Vref-(V1-V2)/2成比例的信号作为所述补偿信号，其中，Vref为所述参考电压，V1为所述第一电压，V2为所述第二电压。

说明书

控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法。

背景技术

[0002] 充电电池在各类电子设备中获得广泛应用。通常需要基本恒定的电流来为其进行充电，具有恒流输出的开关型变换器可以为充电电池充电。为了控制开关型变换器进行恒流输出，需要采样充电电流或与充电电流相关的参量。

[0003] 通常，在开关型变换器的电感元件处串联采样电阻进行采样，如图1所示，由此，需要设置具有较大阻值的采样电阻。在将控制电路形成为集成电路时，需要增加额外的管脚来进行采样。

发明内容

[0004] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法，简化具有恒流输出的开关型变换器的电流反馈方式，使得应用其的集成电路可以具有更少的管脚。

[0005] 第一方面，提供一种控制电路，用于控制包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感的功率级电路，所述控制电路包括：

[0006] 谷值获取电路，用于获取表征流过所述第一功率晶体管的电流谷值的第一电压；

[0007] 峰值获取电路，用于获取表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压；

[0008] 补偿信号生成电路，用于根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号，所述补偿信号表征期望电感电流与电感电流峰值和谷值的平均值之间的差值；

[0009] 控制信号生成电路，用于根据所述补偿信号生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率晶体管，所述第二控制信号用于控制所述第二功率晶体管。

[0010] 优选地，所述第一电压与所述流过第一功率晶体管的电流谷值成正的第一比例，所述第二电压与流过第二功率晶体管的电流峰值成负的第二比例；所述第一比例和所述第二比例绝对值相同；

[0011] 所述补偿信号生成电路生成与Vref-(V1-V2)/2成比例的信号作为所述补偿信号，其中，Vref为所述参考电压，V1为所述第一电压，V2为所述第二电压。

[0012] 优选地，所述谷值获取电路包括：

[0013] 第一电流检测电路，用于检测流过所述第一功率晶体管的电流输出第一电流检测信号，所述第一电流检测信号与流过所述第一功率晶体管的电流成第一比例；

[0014] 第一采样电路，用于根据所述第一控制信号或所述第二控制信号采样所述第一电流检测信号输出所述第一电压；

[0015] 所述峰值获取电路包括：

[0016] 第二电流检测电路，用于检测流过所述第二功率晶体管的电流输出第二电流检测信号，所述第二电流检测信号与流过所述第二功率晶体管的电流成第二比例；

[0017] 第二采样电路，用于根据所述第一控制信号或所述第二控制信号采样所述第二电流检测信号输出所述第二电压。

[0018] 优选地，所述第一采样电路包括：

[0019] 第一单触发电路，用于在所述第一控制信号由无效电平切换为有效电平时或所述第二控制信号由有效电平切换为无效电平时输出第一单触发信号；

[0020] 第一开关和第一电阻，串联连接在所述第一电流检测电路和第一电压输出端之间，所述第一开关根据所述第一单触发信号导通；

[0021] 第一电容，连接在所述第一信号输出端和接地端之间，用于保持所述第一电压；

[0022] 所述第二采样电路包括：

[0023] 第二单触发电路，用于在所述第一控制信号由有效电平切换为无效电平时或所述第二控制信号由无效电平切换为有效电平时输出第二单触发信号；

[0024] 第二开关和第二电阻，串联连接在所述第二电流检测电路和第二电压输出端之间，所述第二开关根据所述第二单触发信号导通；

[0025] 第二电容，连接在所述第二信号输出端和接地端之间，用于保持所述第二电压。

[0026] 优选地，所述第一电流检测电路包括：

[0027] 第三电阻和第三开关，串联连接在所述第一功率晶体管的第一端和第二端之间，所述第三开关与所述第一功率晶体管同时导通或关断；

[0028] 压降获取电路，用于采样输出所述第三电阻两端电压作为所述第一电流检测信号；

[0029] 所述第二电流检测电路包括：

[0030] 第四电阻和第四开关，串联连接在所述第二功率晶体管的第一端和第二端之间，所述第四开关与所述第二功率晶体管同时导通或关断。

[0031] 优选地，所述补偿信号生成电路包括：

[0032] 误差放大器，分别输入所述第一电压和所述第二电压输出表征电感电流峰值和电感电流谷值的平均值的第三电压；

[0033] 转导放大器，分别输入所述参考电压和所述第三电压输出所述补偿信号。

[0034] 优选地，所述补偿信号生成电路包括：

[0035] 误差放大器，分别输入所述参考电压和所述第一电压输出第四电压；

[0036] 加法器，分别输入所述参考电压和所述第二电压输出第五电压；

[0037] 转导放大器，分别输入所述第四电压和所述第五电压输出所述补偿信号。

[0038] 第二方面，提供一种集成电路，包括：

[0039] 第一功率晶体管；

[0040] 第二功率晶体管；

[0041] 如上所述的控制电路，用于控制所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管。

[0042] 第三方面，提供一种开关型变换器，包括：

[0043] 功率级电路，包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感；

[0044] 如上所述的控制电路，用于控制所述功率级电路。

[0045] 第四方面，提供一种恒流控制方法，用于控制包括第一功率晶体管、第二功率晶体管和电感的功率级电路，所述方法包括：

[0046] 获取表征流过所述第一功率晶体管的电流谷值的第一电压和表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压；

[0047] 根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号，所述补偿信号表征期望电感电流与电感电流峰值和谷值的平均值之间的差值；

[0048] 根据所述补偿信号生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率晶体管，所述第二控制信号用于控制所述第二功率晶体管。

[0049] 优选地，所述第一电压与所述流过第一功率晶体管的电流谷值成正的第一比例，所述第二电压与流过第二功率晶体管的电流峰值成负的第二比例；所述第一比例和所述第二比例绝对值相同；

[0050] 所述根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号包括生成与Vref-(V1-V2)/2成比例的信号作为所述补偿信号，其中，Vref为所述参考电压，V1为所述第一电压，V2为所述第二电压。

[0051] 通过采样流过功率级电路第一功率晶体管的电流谷值和第二功率晶体管的电流峰值，并进而基于所述电流谷值和电流峰值的平均值获取表征输出电流的参量，由此，可以基于对第一功率晶体管和第二功率晶体管的电流采样来实现恒流控制，简化了具有恒流输出的开关型变换器的电流反馈方式，使得应用其的集成电路可以具有更少的管脚。

附图说明

[0052] 通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

[0053] 图1是现有技术中具有恒流输出的开关型变换器的电路示意图；

[0054] 图2是本发明实施例一的开关型变换器的电路示意图；

[0055] 图3是本发明实施例一的开关型变换器的工作波形图；

[0056] 图4是本发明实施例一中第一电流检测电路和第二电流检测电路的电路示意图；

[0057] 图5是一个对比例中具有恒流输出的开关型变换器的电路示意图；

[0058] 图6是本发明实施例一的一个可选补偿信号生成电路的电路示意图；

[0059] 图7是本发明实施例二的恒流控制方法的流程图。

具体实施方式

[0060] 以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

[0061] 此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

[0062] 同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

[0063] 除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

[0064] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

[0065] 图2是本发明实施例一的开关型变换器的电路示意图。如图2所示，开关型变换器包括功率级电路和控制电路。其中功率级电路为降压型拓扑，其包括第一功率晶体管M1、第二功率晶体管M2、电感L和输出电容C0。其中，第一功率晶体管M1第一端连接输入端IN，第二端与中间端m连接。第二功率晶体管M2第一端与接地端连接，第二端与中间端m连接。电感L连接在中间端m和功率级电路的输出端之间。输出电容C0连接在功率级电路的输出端和接地端之间。在用作充电器时，由于充电电池可视为一个容性负载，此时输出电容C0可被省去。第一功率晶体管M1和第二功率晶体管M2在控制电路的控制下交替关断和导通使得电感L在存储能量和释放能量两个状态间切换，从而可以实现恒流输出。

[0066] 控制电路包括谷值获取电路21、峰值获取电路22、补偿信号生成电路23和控制信号生成电路24。

[0067] 谷值获取电路21用于获取表征流过第一功率晶体管M1的电流谷值的第一电压V1。

[0068] 峰值获取电路22用于获取表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压V2。

[0069] 图3是本发明实施例一的开关型变换器的工作波形图。如图3所示，在第一功率晶体管M1导通期间，第二功率晶体管M2保持关断，电感L存储能量，电感电流IL从输入端IN经由第一功率晶体管M1和电感L流向输出端。电感电流IL由谷值持续上升至峰值。在第二功率晶体管M2导通期间，第一功率晶体管M1保持关断，电感L释放存储的能量，电感电流iL从接地端经由第二功率晶体管M2和电感L流向输出端。电感电流iL由峰值下降至谷值。由此，在第一功率晶体管M1由关断切换至导通时，流过第一功率晶体管M1的电流等于电感电流IL在该开关周期内的谷值。在第二功率晶体管M2由关断切换至导通时，流过第二功率晶体管M2的电流等于电感电流iL在该开关周期内的峰值。所以，通过采样流过第一功率晶体管M1和第二功率晶体管M2的电流，可以获得电感电流iL在同一开关周期内的峰值和谷值。同时，由于电感电流iL基本上是线性上升和下降的，因此，电感电流峰值和电感电流谷值的平均值可以表征电感电流的平均值，也即，输出电流值。基于以上分析，本实施例通过谷值获取电路21和峰值获取电路22分别获取第一电压V1和第二电压V2，其可以分别表征电感电流谷值和电感电流峰值。

[0070] 具体地，谷值获取电路21包括第一电流检测电路21a和第一采样电路21b。

[0071] 第一电流检测电路21a用于检测流过第一功率晶体管M1的电流I1输出第一电流检测信号Vs1。第一电流检测信号Vs1与流过第一功率晶体管M1的电流I1成正的第一比例，也即，Vs1＝I1*k1，k1>0。

[0072] 图4是本实施例的电流检测电路的电路示意图。如图4所示，第一电流检测电路21a包括第三电阻R3、第三开关S3和压降获取电路DR。

[0073] 第三电阻R3和第三开关S3串联连接在第一功率晶体管M1的第一端和第二端之间。第三开关S3可以由第一控制信号Q1控制，与第一功率晶体管M1同时导通或关断。第三开关S3可以使用晶体管也可以使用其它可控开关元件。

[0074] 由此，在第一功率晶体管M1导通时，第三开关S3也导通，由于第一功率晶体管M1在导通时存在导通压降，且导通压降与流过第一功率晶体管M1的电流成比例。第三电阻R3和第三开关S3的串联电路的两端压降与所述导通压降相等。同时，由于第三电阻R3的电阻值远大于第三开关S3导通时的导通电阻，因此，第三电阻R3的两端压降近似等于第一功率晶体管M1的导通压降。也就是说，第三电阻R3上的电压降可以表征流过第一功率晶体管M1的电流。

[0075] 压降获取电路DR用于采样输出第三电阻R3两端电压作为第一电流检测信号Vs1。压降获取电路可以使用输入端分别与第三电阻R3的两端连接的差分放大器，也可以采用电流镜对流过第三电阻R3的电流放大后采样获取。应理解，任何现有的采样输出第三电阻R3两端电压的电路均可应用于本实施例。

[0076] 第一采样电路21b用于根据第一控制信号Q1采样第一电流检测信号Vs1输出第一电压V1。具体地，第一采样电路21b在第一控制信号Q1由无效电平切换为有效电平时对第一电流检测信号Vs1进行采样以获得表征电感电流谷值的第一电压V1。

[0077] 在本实施例中，控制信号的有效电平是指控制对应的功率晶体管导通的电平。对应地，无效电平是指控制对应的功率晶体管关断的电平。

[0078] 应理解，在本实施例中，开关型变换器为同步整流型变换器，在第一控制信号Q1和第二控制信号Q2是互补关系，也即第一功率晶体管M1和第二功率晶体管M2交替导通和关断，因此可以在第二控制信号Q2由有效电平切换为无效电平时对第一电流检测信号Vs1进行采样。

[0079] 优选地，第一采样电路21b包括第一单触发电路OS1、第一开关S1、第一电阻R1和第一电容C1。

[0080] 由于在第一控制信号Q1由无效电平切换为有效电平和第二控制信号Q2由有效电平切换为无效电平为同一时刻，也即，第一功率晶体管M1由关断切换为导通的时刻，第一单触发电路OS1用于在该时刻输出第一单触发信号。

[0081] 第一开关S1和第一电阻R1串联连接在第一电流检测电路21a和第一电压输出端a1之间。第一开关S1根据第一单触发信号导通。

[0082] 第一电容C1连接在第一信号输出端a1和接地端之间，用于保持第一电压V1。

[0083] 第一单触发信号为在第一功率晶体管M1由关断切换为导通时的脉冲信号。第一单触发信号控制第一开关S1短时间导通，使得第一电流检测信号Vs1通过第一电阻R1对第一电容C1充电，使得第一电容C1的两端电压等于第一电流检测信号Vs1在该时刻的瞬时值。也即，第一电容C1的作用是对第一电流检测信号Vs1的谷值进行采样保持。第一电阻R1用于阻尼电压的快速跳变和抑制干扰，其采用较小的电阻值即可实现。

[0084] 图5是一个对比例中具有恒流输出的开关型变换器的电路示意图。如图5所示，控制电路对流过第一功率晶体管M1的电流采样获得第一电流检测信号Vs1，通过由电阻Ra和电容Ca组成的RC电路对第一电流检测信号进行平均获得表征流过第一功率晶体管M1的电流平均值的参量V0。控制电路进而基于该参量V0和经过占空比乘法处理的参考电压Vref*D来生成补偿信号。在图5所示的对比例的控制电路中，RC电路用于对第一电流检测信号Vs1进行平均输出其平均值，因此需要使用具有较大阻值的电阻和电容。相比而言，本实施例中，第一电阻R1和第一电容C1的连接关系虽然也形成一个RC电路，但是，其作用在于进行采样和保持，因此，第一电阻R1的电阻值和第一电容C1的电容值远小于图5所示电路中电阻Ra的电阻值和电容Ca的电容值，这有利于提高电路集成度，降低设计难度。

[0085] 对应地，峰值获取电路22包括第二电流检测电路22a和第二采样电路22b。

[0086] 第二电流检测电路22a用于检测流过第二功率晶体管M2的电流I2输出第二电流检测信号Vs2。由于流过第二功率晶体管M2的电路I2由接地端流向电感L，在采用电压信号作为第二电流检测信号Vs2时，第二电流检测信号Vs2与流过第二功率晶体管M2的电流成负的第二比例-k1，也即，Vs2＝I2*(-k1)。第一比例k1与第二比例-k1的绝对值相等。应理解，该比例关系并非必须，通过调节相关元器件的放大系数等参数，也可以使得在第一比例和第二比例的绝对值不相等，并在此前提下仍然实现电路的功能。

[0087] 在一个优选实施方式中，如图4所示，第二电流检测电路22a可以包括第四电阻R4和第四开关S4。第四电阻R4和第四开关S4串联连接在第二功率晶体管M2的第一端和第二端之间。第四开关S4可以受第二控制信号Q2控制，与第二功率晶体管M2同时导通或关断。

[0088] 由此，在第二功率晶体管M2导通时，第四开关S4也导通，由于第二功率晶体管M2在导通时存在导通压降，且导通压降与流过第二功率晶体管M2的电流成比例。第四电阻R4和第四开关S4的串联电路的两端压降与所述导通压降相等。同时，由于第四电阻R4的电阻值远大于第四开关S4导通时的导通电阻，因此，第四电阻R4的两端压降近似等于第二功率晶体管M2的导通压降。同时，由于第四电阻R4一端接地，或者通过第四开关S4接地，因此，第四电阻R4远离接地端的一端的电压可以直接作为第二电流检测信号Vs2。也就是说，第四电阻R4的一端电压可以表征流过第二功率晶体管M2的电流。

[0089] 由于电流由接地端向功率级电路的中间端m流动，因此，第二电流检测信号Vs2为一个负的电压。因此，如上所述，其与流过第二功率晶体管M2的电流成负的第二比例-k1。

[0090] 通过图4所示的采样电路，不必在功率级电路的电流通路上设置电阻元件即可实现对电流的采样。由此，在输出电流较大时，可以避免增大电路损耗。

[0091] 第二采样电路22b用于根据第一控制信号Q1或第二控制信号Q2采样第二电流检测信号Vs2输出第二电压V2。

[0092] 第二采样电路22b在第二控制信号Q2由无效电平切换为有效电平时对第二电流检测信号Vs2进行采样以获得表征电感电流峰值的第二电压V2。

[0093] 应理解，开关型变换器为同步整流型变换器，第一控制信号Q1和第二控制信号Q2是互补关系，也即第一功率晶体管M1和第二功率晶体管M2交替导通和关断，因此也可以在第一控制信号Q1由有效电平切换为无效电平时对第二电流检测信号Vs2进行采样。

[0094] 优选地，第二采样电路22b包括第二单触发电路OS2、第二开关S2、第二电阻R2和第二电容C2。

[0095] 由于在第一控制信号Q1由有效电平切换为无效电平或第二控制信号Q2由无效电平切换为有效电平为相同的时刻，也即，第二功率晶体管M2由关断切换为导通的时刻，第二单触发电路OS2用于在该时刻输出第二单触发信号。

[0096] 第二开关S2和第二电阻R2串联连接在第二电流检测电路22a和第二电压输出端a2之间。第二开关S2根据第二单触发信号导通。

[0097] 第二电容C2连接在第二信号输出端a2和接地端之间，用于保持第二电压V1。

[0098] 第二单触发信号为在第二功率晶体管M2由关断切换为导通时的脉冲信号。第二单触发信号控制第二开关S2短时间导通，使得第二电流检测信号Vs2通过第二电阻R2对第二电容C2充电，使得第二电容C2的两端电压等于第二电流检测信号Vs2在该时刻的瞬时值。也即，第二电容C2的作用是对第二电流检测信号Vs2的峰值进行采样保持。第二电阻R2用于阻尼电压的快速跳变和抑制干扰，其采用较小的电阻值即可实现。

[0099] 与第一采样电路21b类似，在本实施例中，第二电阻R2和第二电容C2的连接关系虽然也形成一个RC电路，但是，其作用在于进行采样和保持，因此，第二电阻R2的电阻值和第二电容C2的电容值远小于图5所示电路，这有利于提高电路集成度，降低设计难度。

[0100] 补偿信号生成电路23用于根据第一电压V1、第二电压V2以及参考电压Vref生成补偿信号Vc。其中，补偿信号Vc表征期望电感电流Iref与电感电流峰值Ipeak和电感电流谷值Ivalley的平均值(Ipeak+Ivalley)/2之间的差值。

[0101] 也即，Vc＝k*[Iref-(Ipeak+Ivalley)/2]。

[0102] 在本实施例中，补偿信号生成电路23包括误差放大器EA1和转导放大器GM1。

[0103] 误差放大器EA1分别输入第一电压V1和第二电压V2输出表征电感电流峰值和电感电流谷值之和的第三电压V3。如图2所示，误差放大器的同相端与第一电压输出端a1连接，反相端与第二电压输入端a2连接。由此，误差放大器EA1输出的信号与第一电压V1和第二电压V2的差值成比例。由于第一电压V1与电感电流谷值Ivalley成正的第一比例k1，第二电压V2与电感电流峰值Ipeak成负的第二比例-k1。因此，误差放大器EA1输出的信号与电感电流峰值和谷值的和成比例。通过调整误差放大器EA1的放大系数可以使得第三电压V3表征电感电流峰值和谷值的和的平均值，由此，第三电压V3可以与参考电压Vref进行比较。

[0104] 转导放大器GM1分别输入参考电压Vref和第三电压V3输出补偿信号Vc。

[0105] 控制信号生成电路24用于根据补偿信号Vc生成第一控制信号Q1和第二控制信号Q2。

[0106] 具体地，当第三电压V3＝k1(Ipeak+Ivalley)/2较参考电压Vref较小时，即当前电路的输出电流较小时，补偿信号Vc会增大，相应地，控制信号生成电路24增大第一控制信号Q1的占空比，输出电流信号会有所增大；当第三电压V3较参考电压Vref较大时，即当前电路的输出电流较大时，补偿信号Vc会减小，相应地，控制信号生成电路24减小第一控制信号Q1的占空比，输出电流会有所减小。因此，可以实现输出电流保持稳定。

[0107] 补偿信号生成电路23还可以采用其它方式实现。图6是本实施例的一个可选的补偿信号生成电路23的电路示意图。如图6所示，补偿信号生成电路23可以包括误差放大器EA2、加法器ADD以及转导放大器GM2。

[0108] 其中，误差放大器EA2分别输入参考电压Vref和第一电压V1输出第四电压V4。由此，第四电压V4与第一电压和参考电压的差值V1-Vref成比例。进而，第四电压V4表征电感电流谷值和期望输出电流的差值。

[0109] 加法器ADD分别输入参考电压Vref和第二电压V2输出第五电压V5。由此，第五电压V5与参考电压和第二电压的和Vref+V2成比例。由于第二电压V2表征负的电感电流峰值。因此，第五电压V5表征期望输出电流与电感电流谷值的差值。

[0110] 加法器ADD可以采用图6中所示的基于电阻和理想运算放大器的结构，也可以采用其它任何合适的结构。

[0111] 转导放大器GM2分别输入第四电压V4和第五电压V5输出补偿信号Vc。补偿信号Vc可以表征第五电压V5和第四电压V4的差值，也即，(Vref+V2)-(V1-Vref)＝2Vref-(V1-V2)，其可以表征期望输出电流与电感电流峰值和谷值的平均值的差值。

[0112] 应理解，虽然图2和图6所示的补偿信号生成电路23中的误差放大器、运算放大器以及转导放大器的同相端和反相端均以图中所示的确定连接关系连接。但是，根据需要，对一个或者数个元件的输入连接关系进行调换，同样可以实现所需的功能。例如，将图6中转导放大器的输入端连接关系调换，同时将加法器ADD中的运算放大器以及误差放大器EA1的输入端连接关系均调换，所述电路也能实现相同的功能。这属于在本发明精神内容易做出的修改。

[0113] 本实施例的控制电路可以与第一功率晶体管M1、第二功率晶体管M2集成为一体形成集成电路。基于该集成电路，只需要增加较少的部件即可构建具有恒流输出的开关型变换器，其适于用作充电电池的充电器。同时，根据本实施例的开关型变换器和控制电路无需在电感处设置采样电阻，因此可以减少集成电路管教数量。并且，由于控制电路中并不需要设置参数值较大的电阻和电容，所述集成电路可以被更好的小型化。

[0114] 通过采样流过功率级电路第一功率晶体管的电流谷值和第二功率晶体管的电流峰值，并进而基于所述电流谷值和电流峰值的平均值获取表征输出电流的参量，由此，可以基于对第一功率晶体管和第二功率晶体管的电流采样来实现恒流控制，简化了具有恒流输出的开关型变换器的电流反馈方式，使得其在应用集成电路时可以具有更少的管脚。

[0115] 图7是本发明实施例二的恒流控制方法的流程图。如图7所示，所述方法包括：

[0116] 步骤100、获取表征流过第一功率晶体管的电流谷值的第一电压和表征流过所述第二功率晶体管的电流峰值的第二电压。

[0117] 优选地，所述第一电压与所述流过第一功率晶体管的电流谷值成正的第一比例，所述第二电压与流过第二功率晶体管的电流峰值成负的第二比例；所述第一比例和所述第二比例绝对值相同。

[0118] 步骤200、根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号，所述补偿信号表征期望电感电流与电感电流峰值和电感电流谷值的平均值之间的差值。

[0119] 所述根据所述第一电压、第二电压以及参考电压生成补偿信号包括生成与Vref-(V1-V2)/2成比例的信号作为所述补偿信号，其中，Vref为所述参考电压，V1为所述第一电压，V2为所述第二电压。

[0120] 步骤300、根据所述补偿信号生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率晶体管，所述第二控制信号用于控制所述第二功率晶体管。

[0121] 通过采样流过功率级电路第一功率晶体管的电流谷值和第二功率晶体管的电流峰值，并进而基于所述电流谷值和电流峰值的平均值获取表征输出电流的参量，由此，可以基于对第一功率晶体管和第二功率晶体管的电流采样来实现恒流控制，简化了具有恒流输出的开关型变换器的电流反馈方式，使得其在应用集成电路时可以具有更少的管脚。

[0122] 以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。