一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统，系统由宽带射频、多模中频、基带扫频算法和软件配置四大部分组成。宽带射频部分主要对接收的射频信号进行模拟放大、滤波、混频和A/D变换等处理；多模中频部分主要是负责对数字中频信号进行下变频处理，在下变频之前需要对信号进行数字混频；基带扫频算法部分主要包括频点检测和功率计算模块，频点检测模块快速准确的判断频点，再由功率计算模块确定主基站频点和临小区基站频点；软件配置模块通过上位机对射频和中频的在线配置，实现宽带射频和多模中频，兼容多种通信系统。本发明可以实现GSM/CMDA/WCDMA/LTE等多种通信模式的快速扫频，系统灵活性高，速度快，适用范围广，节约成本。
1.一种支持多模的并行多通道快速扫频系统，其特征在于，系统包括宽带射频模块、多模中频模块、基带扫频算法模块和软件配置模块；
所述宽带射频模块，对接收的射频信号进行模拟放大、滤波、混频和A/D变换处理；
所述多模中频模块，对数字中频信号进行下变频处理，在下变频之前对信号进行数字混频，目的在于对数字中频信号零中频处理和频点选择；将所述多模中频模块处理后的数据复制成N路，分别传给相应N条通道的多模中频模块处理，频率控制器控制N路数字控制振荡器NCO的混频频率，实现扫频频率的遍历，控制每条通道协同工作；每条通道通过并行处理机制对信号做下变频处理，下变频包括多级抽取和抗混叠滤波，中频信号经过数字混频和下变频处理成为基带信号；所述多通道的硬件平台选取FPGA芯片；
所述基带扫频算法模块，包括频点检测模块和功率计算模块，完成频点检测和功率计算，确定主基站频点和临小区基站频点；
所述软件配置模块，通过上位机对射频和中频的在线配置，实现宽带射频和多模中频，兼容多种通信模式。
2.一种支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，主要包括以下步骤：a、通过电脑软件配置模块向射频和中频模块在线配置，设置射频的混频频率、放大器和采样率参数，实现射频宽带化；设置中频的数字混频频率、抽取和滤波系数实现多模中频；
b、宽带射频模块通过天线接收空中射频后，对信号进行宽频处理，包括两级模拟混频、模拟放大和抗混叠滤波等，参数由步骤a软件配置模块配置；射频信号经过混频滤波后变成中频信号，对中频信号进行模数变换，把模拟信号变为数字信号；
c、将步骤b处理后的数据复制成N路，分别传给相应N条通道的多模中频模块处理，频率控制器控制N路数字控制振荡器NCO的混频频率，实现扫频频率的遍历，控制每条通道协同工作；每条通道通过并行处理机制对信号做下变频处理，下变频包括多级抽取和抗混叠滤波，中频信号经过数字混频和下变频处理成为基带信号；
d、将步骤c中N条通道下变频处理完成后的基带数据分别传给相应的N个频点检测模块，各通道的频点检测模块并行地对相应的频点作信号同步处理，经过同步处理即可以确定有用信号的频点；
f、经过步骤d处理后，确定了扫频区域内的有效的频点号，通过功率计算模块计算有效频点信号的功率值，通过功率排序从而快速准确的确定主基站和临小区基站的工作频点；
步骤b中，宽带射频模块要根据接收信号的频率和带宽，结合带宽采样定理和基带信号的速率确定采样率和中频频点，最后确定模拟混频频率；
采样率fs必须满足宽带采样定律，并且采样率fs是基带速率的整数倍，宽带采样定律：fL和fH分别是信号频谱的上下边带，n是一个不超过 的最大整数；
射频混频频率：f＝f0±fr，fr表示接收空中信号的中心频点，f0表示中频频率，加号表示高混频，减号表示低混频；
3.根据权利要求2所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，步骤c中，所述数字控制振荡器实现中频信号的零中频处理和频点的选择；
数字正交混频频点计算方法：fNCO＝f0-fs+B1/2+(n-1)*B2，B1是所有频点的频谱带宽，B2为两个相邻频点的频率间隔，n为频点号。
4.根据权利要求2所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，步骤c中，下变频分多级抽取和滤波处理，抗混叠滤波器的选取为：CIC滤波器、HBF滤波器和FIR滤波器，其中，高速率下滤波采用CIC滤波器；2倍抽取滤波采用HBF滤波器；其它情况使用滤波采用FIR滤波器。
5.根据权利要求2所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，步骤d中，频点检测模块对不同的通信模式根据其信号的特征对信号进行基带同步处理，对于GSM通信系统，同步处理包括粗同步和精同步，经过同步确定是否含有FCCH和SCH信道，从而判断该频点是否有效。
6.根据权利要求5所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，所述粗同步即搜寻FCCH，步骤如下：①FB是FCCH信道的频率校正突发脉冲序列，相位变化比较稳定，而其他位置的数据无该特性，可以根据这一特点，采用滑动窗口的方法判断相位变化相对稳定的区域，设置窗长为BL＝142*OSR，142是频率校正突发脉冲序列的长度，OSR是采样倍率，搜索数据长度设置为len；
②在窗口内取相位差的最大值与最小值，并且求解最大值与最小值之差，相位差公式如下：其中信号相位为 相邻符号间的相位差为 对连续142个接收符号计算最大值与最小值相位差③在所有的相位差值数组中，求出其中最小值 并记录最小值 所在位置，标记为position；
④ 为参考门限值，当最小相位差 满足 时，则表示找到了频率突
因为FB是连续142个0，其相邻符号之间的相位差都是π/2，在不考虑误差和干扰的情况下，在FB接收期间 可以达到理论的最小值0，而其它信息序列由于不全为0，其相邻符号相位有-π/2或π/2两种可能，因此 应该为π，门限⑤FCCH的粗略位置为：Fb_Position＝Start+position，Start为同步的起始位置。
7.根据权利要求5所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，所述精同步是FCCH与SCH的相对位置关系，SCH位于FCCH之后8个时隙的位置，在一个较小的范围内搜索SCH的训练序列，完成更精细的同步，步骤如下：①在采样倍率是OSR时，滑动窗的长度为64*OSR样点，64为SCH信道突发脉冲序列为SB的长度；
②在FCCH的粗略起始位置后的8个时隙的位置，可以推动该滑动窗在小范围内滑动，其中滑动步长为1个样点，每滑动一次；
③使用本地参考序列与每次滑动窗所对应的数据作相关，求得该次相关运算的结果，依次类推，可求得所有的相关值，相关公式如下：式中xi是本地训练序列，yi是接收的信号，n为滑动窗的长度。
④相关值在SB训练序列处达到最大，故可取其中相关值的最大值，最大相关系数要超过门限值δ，即精同步成功，最大相关值对应的位置即为SB的训练序列所在位置，然后根据SB的结构即可得到同步突发SB的起始位置，至此已完成精同步，实现初始同步，频点检测通过。
8.根据权利要求2所述的支持多模的并行多通道快速扫频方法，其特征在于，步骤f中，功率计算模块计算有效频点下的功率值，其计算过程采用如下公式：式中，M为计算平均功率点的点数，I(n)数字混频后的同相分量，Q(n)数字混频后的正交分量；功率值最大的为主基站频点，其它为临小区基站频点。
一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统
技术领域
[0001] 本发明涉通信技术领域，特别涉及一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统。
背景技术
[0002] 随着移动通信和无线电技术的发展，多种通信系统模式已经被广泛的应用，现在移动通信终端都支持多模通信系统。同时，无线电管理委员会需要一种设备和系统，可以实现对无线通信进行快速扫频。随着利用手机进行违法犯罪、获取非法信息的活动也日益猖獗，对于某些特殊的部门或场合，比如国家安全、刑事侦查、军队特殊行动、高级涉密商务会议、考场监控等等，需要一种技术和手段实现对移动通信的管控侦听、定位跟踪。因此需要设计一种快速的处理方法，实现对多模信道的快速扫频。
[0003] 在对移动通信用户进行实时的管控过程中，实时性和兼容性是管控系统性能非常重要的两个参数。影响实时性非常重要的模块就是频点的检测，目前的频点检测方法都是基于单通道串行扫频处理，扫频时间长，效率低，兼容性差。特别是在管控设备移动监控时，需要对新的区域内信号频点实时的监控，因此系统需要不断的做扫频处理，要实现快速有效的监控需要一种快速的扫频机制。目前的通信情况都是多种通信模式共存，因此需要管控系统可以兼容多种通信模式，但是一般的管控设备都是针对单一的通信模式，并且价格昂贵。在对管控区域内实施管控时，需要多台设备对多种通信系统进行监控。
[0004] 以上扫频存在的问题可以归纳为：
[0005] 1)实时性差，单通路串行处理机制效率低，扫频时间长。
[0006] 2)系统兼容性差，硬件平台和软件系统不能兼容多种通信模式。
[0007] 3)实现多通路处理需要多个芯片，消耗硬件资源多，价格高。
[0008] 4)频点检测算法可靠性差，导致频点误判。
发明内容
[0009] 为了克服上述现有技术的不足，本发明提出来一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统。宽带射频和多模中频的系统架构可以支持多种通信模式软切换，并行多通道的扫频方法可以快速、准确的检测频点。
[0010] 本发明所采用的技术方案如下：
[0011] 一种支持多模的并行多通道快速扫频系统，系统包括宽带射频模块、多模中频模块、基带扫频算法模块和软件配置模块；
[0012] 所述宽带射频模块，对接收的射频信号进行模拟放大、滤波、混频和A/D变换等处理；
[0013] 所述多模中频模块，对数字中频信号进行下变频处理，在下变频之前对信号进行数字混频，目的在于对数字中频信号零中频处理和频点选择；
[0014] 所述基带扫频算法模块，包括频点检测模块和功率计算模块，完成频点检测和功率计算，确定主基站频点和临小区基站频点。频点检测模块是包括粗同步和精同步，目的是为了确定有用的信号频点。功率计算模块是计算信号的功率，目的是为了给检测到的频点排序，功率最大的是主基站频点，其它的是临小区基站频点。
[0015] 所述软件配置模块，通过上位机对射频和中频的在线配置，实现多模射频和中频兼容多种通信模式。
[0016] 一种支持多模的并行多通道快速扫频方法，主要包括以下步骤：
[0017] a、通过电脑软件配置模块向射频和中频模块在线配置，设置射频的混频频率、放大器和采样率等参数，实现射频宽带化；设置中频的数字混频频率、抽取和滤波系数实现多模中频；
[0018] b、宽带射频模块通过天线接收空中射频后，对信号进行宽频处理，包括两级模拟混频、模拟放大和抗混叠滤波等，参数由步骤a软件配置模块配置；射频信号经过混频滤波后变成中频信号，对中频信号进行模数变换，把模拟信号变为数字信号；
[0019] c、将步骤b处理后的数据复制成N路，分别传给相应N条通道的多模中频模块处理，频率控制器控制N路数字控制振荡器(NCO)的混频频率，实现扫频频率的遍历，控制每条通道协同工作；每条通道通过并行处理机制对信号做下变频处理，下变频包括多级抽取和抗混叠滤波，中频信号经过数字混频和下变频处理成为基带信号。
[0020] 本发明的特点在于并行多通道，多通道的处理机制加快了数据处理速度，N是并行通道的个数，N的取值根据实际情况确定，N的取值范围一般是2-8，具体的取值需要根据时间要求和FPGA的资源大小来确定，特别是FPGA的资源有限。
[0021] d、将步骤c中N条通道下变频处理完成后的基带数据分别传给相应的N个频点检测模块，各通道的频点检测模块并行地对相应的频点作信号同步处理。经过同步处理即可以确定有用信号的频点；
[0022] f、经过步骤d处理后，确定了扫频区域内的有效的频点号，通过功率计算模块计算有效频点信号的功率值，通过功率排序从而快速准确的确定主基站和临小区基站的工作频点。
[0023] 步骤b中，要根据接收信号的频率和带宽，结合带宽采样定理和基带信号的速率确定采样率和中频频点，最后确定混频频率；
[0024] 采样率fs必须满足宽带采样定律，并且采样率fs是基带速率的整数倍。宽带采样定律： fL和fH分别是信号频谱的上下边带，n是一个不超过 的最大整数；
[0025] 中频频率f0与采样率fs的关系： m为正整数；
[0026] 射频混频频率：f＝f0±fr，fr表示接收空中信号的中心频点，f0表示中频频率，加号表示高混频，减号表示低混频；
[0027] 模拟混频频率、功放和采样率通过软件在线配置。
[0028] 步骤c中，所述NCO数字混频器实现中频信号的零中频处理(数字正交变换)和频点的选择。数字正交混频频点计算方法：fNCO＝f0-fs+B1/2+(n-1)*B2，B1是所有频点的频谱带宽，B2为两个相邻频点的频率间隔，n为频点号；下变频分多级抽取和滤波处理，抗混叠滤波器的选取为：CIC滤波器、HBF滤波器和FIR滤波器，其中，高速率下滤波采用CIC滤波器；2倍抽取滤波采用HBF滤波器；其它情况使用滤波采用FIR滤波器。
[0029] 步骤d中，频点检测模块对不同的通信模式根据其信号的特征对信号进行基带同步处理，对于GSM通信系统，同步处理包括粗同步和精同步，经过同步确定是否含有FCCH和SCH信道，从而判断该频点是否有效。
[0030] 粗同步即搜寻FCCH，步骤如下：
[0031] ①FB是FCCH信道的频率校正突发脉冲序列，相位变化比较稳定，而其他位置的数据无该特性，可以根据这一特点，采用滑动窗口的方法判断相位变化相对稳定的区域。设置窗长为BL＝142*OSR，142是频率校正突发脉冲序列的长度，OSR是采样倍率，搜索数据长度设置为len；
[0032] ②在窗口内取相位差的最大值与最小值，并且求解最大值与最小值之差，相位差公式如下：
[0033]
[0034] 其中信号相位为 相邻符号间的相位差为 对连续142个接收符号计算最大值与最小值相位差
[0035] ③在所有的相位差值数组中，求出其中最小值 并记录最小值 所在位置，标记为position；
[0036] ④ 为参考门限值，当最小相位差 满足 时，则表示找到了频率突发，同步成功。参考门限值设置如下：
[0037] 因为FB是连续142个0，其相邻符号之间的相位差都是π/2，在不考虑误差和干扰的情况下，在FB接收期间 可以达到理论的最小值0，而其它信息序列由于不全为0，其相邻符号相位有-π/2或π/2两种可能，因此 应该为π，门限
[0038] ⑤FCCH的粗略位置为：Fb_Position＝Start+position，Start为同步的起始位置。
[0039] 精同步是FCCH与SCH的相对位置关系，SCH位于FCCH之后8个时隙的位置，在一个较小的范围内搜索SCH的训练序列，完成更精细的同步。步骤如下：
[0040] ①在采样倍率是OSR时，滑动窗的长度为64*OSR样点，64为SCH信道突发脉冲序列为SB的长度；
[0041] ②在FCCH的粗略起始位置后的8个时隙的位置，可以推动该滑动窗在小范围内滑动，其中滑动步长为1个样点，每滑动一次；
[0042] ③使用本地参考序列与每次滑动窗所对应的数据作相关，求得该次相关运算的结果。依次类推，可求得所有的相关值。相关公式如下：
[0043]
[0044] 式中xi是本地训练序列，yi是接收的信号，n为滑动窗的长度。
[0045] ④相关值在SB训练序列处达到最大，故可取其中相关值的最大值，最大相关系数要超过门限值δ，即精同步成功。最大相关值对应的位置即为SB的训练序列所在位置，然后根据SB的结构即可得到同步突发SB的起始位置，至此已完成精同步，实现初始同步，频点检测通过。
[0046] 本发明使用多通道并行处理的机制取代单通道串行处理的机制，并提出了一种基于软件无线电的快速扫频系统，具有以下优点：
[0047] 1、多通道并行处理的方法与软件无线电系统的结合，并行处理和多通道的方法很大程度上加快了数据处理的速度，软件配置实现多模射频和中频。因此，很好的解决了现有技术扫频时间长和系统兼容性差等严重的问题；
[0048] 2、下变频分多级抽取和滤波处理，可以降低滤波器的设计难度，节约硬件资源。
[0049] 3、基带信号频点检测算法采用粗同步和精同步的结合，可以保障频点检测的可靠性；
[0050] 4、采用FPGA芯片设计，不仅可以实现多通道和并行处理的机制，而且还可以节约资源，降低成本。
[0051] 因此与现有技术相比，本发明的有益效果是：利用现场可编程门阵列(FPGA)技术实现算法的并行运算，在一个芯片上实现多通道并行处理，不仅加快了扫频速度而且节约了硬件资源，还可以通过软件在线配置实现宽带射频和中频；基带频点检测算法通过信号同步算法和信号功率的结合提高了准确性；宽带射频和多模中频的软件无线电系统使得扫频系统可以兼容GSM/CMDA/WCDMA/LTE等多种通信模式的频点检测，系统灵活性高，速度快，适用范围广；单个芯片实现多通道和平台的软件配置实现多模节约了硬件资源，降低了成本。
附图说明
[0052] 图1为支持多模的并行多通道快速扫频系统框图；
[0053] 图2为数字混频正交变换；
[0054] 图3为下变频处理流程图；
[0055] 图4为CIC单级滤波器结构图；
[0056] 图5为滑动窗口结构图；
[0057] 图6为粗同步算法流程图；
[0058] 图7为精同步算法流程图。
具体实施方式
[0059] 下面结合附图对本发明的一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统的具体实施方式作详细描述。
[0060] 图1给出了一个实施例的一种支持多模的并行多通道快速扫频方法及系统的框架，下面将以GSM900频段和并行N＝4通道扫频为例结合具体情况详细阐述。主要包括如下步骤：
[0061] 步骤S1，上位机软件配置射频、中频和基带算法，确定射频接收GSM900频段信号，中频对GSM信号做下变频处理，基带对GSM信号做同步处理。
[0062] 步骤S2，天线接收空中由基站发送的GSM的信号，然后射频模块对接收的信号进行模拟信号处理，主要包括对GSM信号宽带模拟放大、滤波、混频和A/D变换等。
[0063] 在本列中具体参数配置如下：
[0064] ①GSM信号射频信号的功放和滤波器都必须满足对整个GSM900频段的25M信号处理。
[0065] ②射频模拟混频把接收的GSM射频信号进行频谱搬移到中频。混频频率f＝f0±fr，fr表示接收空中信号的中心频点，f0表示中频频率，这里选择高混频的方式；
[0066] 中频频率的计算公式： fs表示A/D采样率。
[0067] ③采样率需要满足带通采样定律： 中频信号的频率限制在fL和fH之间，带宽B＝fH-fL，采样后数字信号频谱就不会产生频谱重叠。其中n是一个不超过fL/B的最大整数。可知，采样率是一个范围，为了满足中频变换的要求，采样率的大小最好是基带信号的整数倍。
[0068] 根据GSM的标准，GSM900频段信号的带宽为25MHz，GSM基带信号的频率为270.833KHz。通过以上的理论，可以计算出一个可用的采样率为104M和中频频率为130M；
GSM900频段下行的信号中心频率为947.5MHz，采用高混频的方式，可得射频混频频率为
1077.5MHz。
[0069] 步骤S3，如图1所示，GSM信号经过步骤S2后变成数字中频信号，数字中频信号分为4个并行通道做数字混频和下变频(DDC)处理。
[0070] 如图2所示，首先对数字中频信号x(n)进行零中频处理，即根据NCO产生的正弦波sin(w0n)和余弦波cos(w0n)执行数字混频，然后经过低通滤波处理，得到零中频信号，包括同相分量I(n)和正交分量Q(n)。
[0071] 软件可实时地更改NCO的频率控制字产生不同频点的载波频率，便能够对带宽内任意频点进行混频处理。数字混频的频率：f＝f0-fs-12.5+(n-1)*0.2，GSM900M频段带宽为25MHz，频点间隔为0.2MHz，频点数为124个，n为频点号的取值范围为1-124。
[0072] 并行4通道同时做数字混频处理，124个频点均分给4条通路处理，每条通路需要完成检测31个频点，扫频时间缩短为原来的四分之一。每条通路在完成一次扫频同步之后，混频器跳至下一个频点，直到遍历完所有的频点，完成整个频段的扫频。
[0073] 在混频之后数字信号虽然已经是零中频信号，但是信号的速率还是很高，不能满足基带处理的要求，因此需要对信号做下变频处理，降低信号速率为基带信号。
[0074] 接下来对信号进行下变频处理，如图3所示，下变频就是通过一系列的抽取和滤波，降低信号的采样率。采样率为104MHz，基带速率为270.833KHz，本方案采用单倍采样，因此需要进行384倍的降采样。由于信号由高速率转换为低速率的信号时，单级滤波器抽取倍率很高，单级抽取滤波很难实现，并且消耗的资源多，因此本发明结合实际考虑采用七级抽取滤波来完成数据的抽取和滤波。
[0075] 第一级滤波考虑到中频前端信号数据率较高，采用在高速率下滤波特性较好的CIC滤波器进行数据率的降采样率和滤波；第二至第六级滤波为了节约系统资源采用滤波器阶数较小的半带滤波器HBF来完成；第七级滤波采用具有较好通带和阻带特性的FIR滤波器来完成。
[0076] 各级抽取率如下表所示：
[0077]滤波器 CIC HBF1 HBF2 HBF3 HBF4 HBF5 FIR
抽取率 3 2 2 2 2 2 4
[0078] 滤波器的特性直接关系到信号质量的好坏，通过对每一级滤波特性进行分析和推算，得出能够满足需求的滤波器参数。
[0079] 图4是CIC单级滤波器的结构图。CIC滤波器只包含加法器、积分器和寄存器，而不存在乘法器，并且适用高采样率系统。由于单级CIC滤波器的旁瓣电平较大，阻带衰减较差，第一旁瓣衰减只有13.46dB。为了降低旁瓣电平，可以采用多级CIC滤波器级联得到阻带衰减较好的滤波器，且级联N级旁瓣衰减的与单级CIC滤波器衰减成正比，即第一旁瓣衰减N*13.46dB。
[0080] HBF滤波器适用于实现2倍抽取和滤波，由于减少了一半存储和计算量，故在高速处理中具有计算效率高，实时性强等优点。HBF滤波器的阻带宽度与通带宽度是相等的，过渡带的宽度是由通带和采样率共同决定。
[0081] FIR滤波器具有通带性能好、过渡小、带外抑制好等特点。在FIR滤波器的参数设置中，通带参数要以通信协议规定为准，阻带参数只要保证滤除插值镜像即可。
[0082] 步骤S4：中频信号经过步骤S3处理后，已经可以被基带算法处理。接下来需要对信号进行频点检测。频点检测的实现方法是对信号做同步处理，GSM同步包括粗同步和精同步，经过同步可以确定是否含有FCCH和SCH信道，从而判断该频点是否有效。
[0083] 粗同步即搜寻FCCH，根据FCCH时域的特殊结构，FCCH对应着一个频率校正突发脉冲序列(FB)，FB的所有比特全部为0，其结构简单，便于检测；GSM系统采用GMSK调制方式，FB经调制后，是一个纯正弦波，频率比载波中心频率高67.708KHz。
[0084] 如图6所示为粗同步的流程图：
[0085] ①FB是FCCH信道的频率校正突发脉冲序列，相位变化比较稳定，而其他位置的数据无该特性，可以根据这一特点，采用滑动窗口的方法判断相位变化相对稳定的区域。设置窗长为BL＝142*OSR，142是频率校正突发脉冲序列的长度，OSR是采样倍率，搜索数据长度设置为len；
[0086] ②在窗口内取相位差的最大值与最小值，并且求解最大值与最小值之差，相位差公式如下：
[0087]
[0088] 其中信号相位为 相邻符号间的相位差为 对连续142个接收符号计算最大值与最小值相位差
[0089] ③在所有的相位差值数组中，求出其中最小值 并记录最小值 所在位置，标记为position；
[0090] ④ 为参考门限值，当最小相位差 满足 时，则表示找到了频率突发，同步成功。参考门限值设置如下：
[0091] 因为FB是连续142个0，其相邻符号之间的相位差都是π/2，在不考虑误差和干扰的情况下，在FB接收期间 可以达到理论的最小值0，而其它信息序列由于不全为0，其相邻符号相位有-π/2或π/2两种可能，因此 应该为π，门限
[0092] ⑤FCCH的粗略位置为：Fb_Position＝Start+position，Start为同步的起始位置。
[0093] 本方案中采样倍率为1，搜索数据长度为一个无线帧的长度，参考门限设置为1。如果粗同步成功即可以确定FCCH的粗略位置，如果没有成功，则说明该频点不是公共信道频点。不再进行精同步，直接进行下个频点的检测。
[0094] 步骤S5：经过步骤S4测到FCCH后，只能得到粗同步，此时可以根据51复帧中FCCH与SCH的相对位置关系，在一个较小的范围内搜索SCH的训练序列，完成更精细的同步。
[0095] SCH是同步信道，其位于FCCH之后8个时隙的位置，SCH中传输的突发脉冲序列为SB，主要用于移动台起始帧同步的捕获。SB与常规突发脉冲长度一样(142比特)，但内容不同：它含有一个特殊的长度为64的扩展训练序列。由于SB的训练序列非常长，因此它具有非常好的自相关特性。使用预先储存好的本地参考信号和确定范围的接收信号进行相关运算，可以得到非常明显的峰值特征。
[0096] 如图7所示，精同步的流程：
[0097] ①在采样倍率是OSR时，滑动窗的长度为64*OSR样点，64为SCH信道突发脉冲序列为SB的长度；
[0098] ②在FCCH的粗略起始位置后的8个时隙的位置，可以推动该滑动窗在小范围内滑动，其中滑动步长为1个样点，每滑动一次；
[0099] ③使用本地参考序列与每次滑动窗所对应的数据作相关，求得该次相关运算的结果。依次类推，可求得所有的相关值。相关公式如下：
[0100]
[0101] 式中xi是本地训练序列，yi是接收的信号，n为滑动窗的长度。
[0102] ④相关值在SB训练序列处达到最大，故可取其中相关值的最大值，最大相关系数要超过门限值δ，即精同步成功。最大相关值对应的位置即为SB的训练序列所在位置，然后根据SB的结构即可得到同步突发SB的起始位置，至此已完成精同步，实现初始同步，频点检测通过。
[0103] 若一个频点成功的完成了粗同步和精同步，则说明该信号包含了FCCH和SCH信道，则可以判断该频点是有效频点。
[0104] 步骤S6：经过S4和S5的同步之后，确定了信号的频点，接下来需要计算有效频点下的功率值，从而确定主基站频点和临小区基站频点。其计算过程可以采用如下公式：
[0105]
[0106] 式中，M为计算平均功率点的点数，I(n)数字混频后的同相分量，Q(n)数字混频后的正交分量；功率值最大的为主基站频点，其它为临小区基站频点。
[0107] 以上所述实施例仅表达了本发明的一种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。
