车辆用交流电动发电机

摘要

本发明提供具备可靠性高的功率转换部(2)的车辆用交流电动发电机。旋转电机(9)的定子由多组3相绕组构成，功率转换部(2)由与多组上述3相绕组相对应的多组3相桥接电路(21，22)构成，上述定子的各3相绕组分别经由上述功率转换部(2)的对应的3相桥接电路与(21，22)直流电源(7)进行连接，按照开关动作定时彼此错开的方式来控制多组上述3相桥接电路(21，22)，构成多组上述3相桥接电路(21，22)各自的各桥臂的半导体开关由单芯片MOSFET构成。

权利要求

1.一种车辆用交流电动发电机，包括：

具有定子和转子的旋转电机(9)；

功率转换部(2)，该功率转换部(2)具有3相桥接电路，该3相桥接电路的各桥臂由具有第一主端子、第二主端子和控制端子的半导体开关构成；以及控制电路(3)，该控制电路(3)对所述3相桥接电路的半导体开关的动作进行控制，利用由所述控制电路(3)进行控制的所述3相桥接电路将来自直流电源(7)的直流电转换成交流电并向所述旋转电机(9)供电，从而使所述旋转电机(9)作为电动机进行动作，利用由所述控制电路(3)进行控制的所述3相桥接电路将由被驱动的所述旋转电机(9)发电而得的交流电转换成直流电并向所述直流电源(7)供电，从而使所述旋转电机(9)作为发电机进行动作，该车辆用交流电动发电机的特征在于，

在使所述旋转电机(9)作为所述电动机进行动作时，按照与所述转子的电角周期同步的单脉冲通电方式进行控制，利用雪崩击穿对所述半导体开关截止时产生的浪涌电压进行抑制，所述旋转电机(9)的定子由多组3相绕组构成，所述功率转换部(2)由与多组所述3相绕组相应的多组3相桥接电路(21,22)构成，所述定子的各3相绕组分别经由所述功率转换部(2)的对应的3相桥接电路(21,22)而与所述直流电源(7)进行连接，按照开关动作定时彼此错开的方式来控制多组所述3相桥接电路(21,22)，构成多组所述3相桥接电路(21,22)的各3相桥接电路(21,22)中的各桥臂的所述半导体开关由单芯片MOSFET构成。

2.如权利要求1所述的车辆用交流电动发电机，其特征在于，

所述旋转电机(9)的定子由2组3相绕组构成，该2组3相绕组按照彼此具有30度的电角相位差的位置关系进行设置，所述功率转换部(2)由与2组所述3相绕组对应的2组3相桥接电路(21,22)构成，根据2组所述3相绕组的电相位差，按照开关定时彼此错开30度的方式对2组所述3相桥接电路(21,22)进行控制。

3.如权利要求2所述的车辆用交流电动发电机，其特征在于，

构成2组所述3相桥接电路(21,22)的各3相桥接电路(21,22)中的各桥臂的所述半导体开关由芯片尺寸在50mm2以下的单芯片MOSFET构成。

4.如权利要求1至3中任一项所述的车辆用交流电动发电机，其特征在于，所述旋转电机(9)、所述功率转换部(2)和所述控制电路(3)形成一体结构。

说明书

车辆用交流电动发电机

技术领域

[0001] 本发明涉及车辆用交流电动发电机，该车辆用交流电动发电机将车辆用电池等的直流电转换成3相交流电来驱动旋转电机、或将由旋转电机发电而得的3相交流电转换成直流电来提供给车辆用电池等直流电源。

背景技术

[0002] 专利文献1示出了现有的汽车用发动机启动机兼发电机的一个示例。旋转电机的3相绕组(定子)连线成三角形，3相绕组与由功率半导体开关(功率MOSFET)构成的3相桥接电路相连接。由控制电路以规定的定时对各功率半导体开关进行导通/截止控制，在汽车的发动机启动时等作为电动机来进行动作的情况下，将电池的直流电转换成交流电来使定子中流过3相交流电流，在作为发电机来进行动作的情况下，利用发动机进行旋转驱动，由此对定子所感应出的3相交流电流进行整流，将其转换成直流电流并提供给电池。

[0003] 此外，该示例中还包括励磁绕组(转子)、以及对转子的电流量进行控制的驱动电路，通过对励磁绕组的电流量进行调整，可改变作为电动机时的输出转矩以及作为发电机时的发电量。此外，在专利文献1中公开了如下内容：当发电动作过程中发生了电池端子脱落等负载突降(load dump)时，作为此时的过电压抑制方法，利用各功率半导体开关的雪崩效应，根据过电压抑制的要求值来设定其额定电压。这是因为若在功率转换部的直流端子间使用齐纳二极管则会增加装置的尺寸和成本。

[0004] 现有技术文献

[0005] 专利文献

[0006] 专利文献1：日本专利特表2005-506028号公报

发明内容

[0007] 发明所要解决的技术问题

[0008] 另一方面，利用上述的功率转换部作为电动机来动作的情况下，在各功率半导体开关截止的定时，在其主端子两端会产生由布线的寄生电感造成的浪涌电压，但该浪涌能量也可利用功率半导体开关的雪崩效应从而被功率半导体本身所吸收。

[0009] 3相桥接电路的各桥臂中的功率半导体开关的并联个数由流过的电流值、功耗导致的温度上升的允许值等来决定，然而在用于启动汽车发动机的交流电动发电机中，流过的最大电流会超过500A，因此多数情况下将多个功率半导体开关并联连接(例如并联4个)来使用。其中，在并联连接有雪崩击穿特性不同的功率半导体开关的情况下，截止损耗的分配比例会根据其特性差而变化。在极端情况下，所有开关损耗(switching loss)集中于雪崩击穿电压最低的1个功率半导体开关，有可能导致过热破坏。此外，由于并联连接的各半导体开关中的功耗变得不均等，从而需要根据功耗最大的半导体开关来进行热设计，因此，在半导体开关的总面积增大、功率转换装置的散热电路增大的同时，导致了产品的成本上升。

[0010] 下文中，利用图5～8对上述现有技术的问题点进行详细说明。图5是表示使用旋转电机和功率转换部的现有车辆用交流电动发电机的结构图。在图5中示出了如下系统，即，利用功率转换装置11将电池17的直流电转换成3相交流电来驱动旋转电机19并向未图示的发动机提供旋转力，或者利用功率转换装置11将通过发动机旋转来驱动的旋转电机19进行发电而得的3相交流电转换成直流电，并提供给电池17以及未图示的车辆负载。

[0011] 功率转换部12的高电位侧直流端子B和低电位侧直流端子E分别与电池17的正极端子和负极端子相连接，功率转换部12的3相交流端子U、V、W分别与旋转电机19的U相、V相、W相的定子绕组相连接。另外，布线电感18代表并呈现了将电池17与功率转换部12进行连接的高电位侧及低电位侧的布线的寄生电感的总和。

[0012] 对于功率转换部12，将作为半导体开关的N沟道型功率MOSFET16a～16f两两串联且对由此得到的3个串联组进行并联，从而将功率转换部12构成为所谓的3相桥接型。功率转换部12中，两两串联的两端和中点分别与功率转换装置11的直流端子B、E以及交流端子U、V、W相连接。功率MOSFET16a～16f分别如图7所示，根据旋转电机19的定子中流过的电流值，多个(在本例中为4个)功率MOSFET并联连接，该功率MOSFET16a～16f具有第一主端子(漏极D)、第二主端子(源极S)和控制端子(栅极G)，利用控制电路13对栅极-源极间的电压进行控制从而使功率MOSFET16a～16f导通/截止。功率MOSFET16a～16f导通时，成为漏极-源极间能双向通电的电阻元件，功率MOSFET16a～16f截止时，成为仅能从源极向漏极的方向通电的二极管元件。

[0013] 此外，在功率转换装置11的直流端子B、E之间，连接有电容较小的电容器15。该电容器15降低因功率MOSFET16a～16f的开关动作等引起的高频噪声，起到对射频噪声等辐射噪声和/或传导噪声进行抑制的作用。功率转换部12通过脉宽调制(PWM)控制来进行功率转换的情况下，一般会在电容器15的位置上连接大电容的电容器以对直流端子B、E间的电压进行平滑处理，但此处由于利用下述的单脉冲通电方式来进行功率转换，因此，不一定需要大电容的平滑电容器，从而出于产品的小型化和低成本化考虑，不搭载大电容的电容器。

[0014] 控制电路13基于来自未图示的上级ECU的指令、B,E直流端子间电压、旋转电机19的未图示转子的励磁绕组电流、旋转位置等各种传感器信息，并根据动作模式，对功率转换部12的功率MOSFET16a～16f进行导通/截止驱动，并且，对旋转电机19的未图示转子的励磁绕组进行电流控制，从而对作为电动机时的输出转矩以及作为发电机时的发电量进行控制。

[0015] 接着，利用图6对下述情况下低速旋转区域中的各部动作波形进行说明，即：在图5中应用与转子的电角周期同步的通电角180度的单脉冲通电控制来驱动旋转电机19的情况。UH、UL、VH、VL、WH、WL表示由控制电路13控制的各功率MOSFET16a～16f的导通/截止逻辑，“H(高)”表示导通状态、“L(低)”表示截止状态。另外，还确保有死区时间，该死区时间用于防止在对同相的功率MOSFET(16a和16b、16c和16d、16e和16f)的导通/截止进行切换的定时因同时导通而引起的同相桥臂的短路。Vbe表示功率转换装置11的直流端子B、E间的电压，Idc表示在功率转换部12的高电位侧直流线路中流过的电流，Iu、Iv、Iw表示在功率转换装置11的交流端子U、V、W中流过的电流(从功率转换装置11到旋转电机19的方向为正)。A点是功率MOSFET16a(UH)从导通(0度)经过180度的单脉冲通电控制而截止(180度)的时间。

[0016] 如上所述，在180度通电控制中，按照每60度电角相位来依次改变与旋转电机19的旋转同步导通的功率MOSFET16a～16f的组合模式，从而对旋转电机19的定子绕组的各端子之间施加交流电压，由此3相交流电流Iu、Iv、Iw流过定子绕组。着眼于各功率MOSFET16a～16f的截止定时，通常，高电位侧和低电位侧的功率MOSFET中，有2相处于导通的那一侧功率MOSFET截止，从电池17流过来的直流电流Idc约有一半被切断。由此，在布线电感18中产生反电动势电压，因此，在Vbe的波形中每60度电角相位处可观测到浪涌电压。另一方面，功率MOSFET16a～16f导通时，电流在从源极到漏极的方向上流动、即在流向功率MOSFET16a～
16f的寄生二极管的相位下导通，因此，Vbe波形中不会呈现出显著的变化。

[0017] 接着，利用图8来说明各功率MOSFET16a～16f截止时(例如图6的A点)发生的功率MOSFET芯片中的功耗(截止损耗)。图8示出图6中各功率MOSFET16a～16f截止的区间中该截止的功率MOSFET的漏极-源极间电压Vds和漏极电流Id、以及并联连接的功率MOSFET芯片的各分流电流Id1～4的典型波形。另外，利用各功率MOSFET16a～16f的雪崩击穿来抑制截止时产生的浪涌电压。此时，各功率MOSFET16a～16f所切断的电流值Id由电池的内部电阻、电源布线电阻、在之前的定时导通的功率MOSFET的导通电阻、定子绕组的电阻等来决定，但直流电流Idc的最大值的大约一半会被切断。

[0018] 此处，假设直流电流Idc的最大值为600A的情况，则对漏极电流Id：300A进行切断。由与功率MOSFET16a～16f的雪崩击穿特性相应的电压来对电流切断时布线电感18引起的浪涌电压进行抑制，此处Vav:25V。此外，假定电池电压Vb：12V，电源布线电感Ls:5μH。对于图8的截止波形，各功率MOSFET16a～16f截止时该功率MOSFET的截止损耗Eoff由下式来表示，Eoff为432mJ，电流切断时间即雪崩击穿维持的时间为Toff:115μs。

[0019] Eoff＝Ls·Id2/2·Vav/(Vav―Vb)

[0020] Toff＝Id·Ls/(Vav―Vb)

[0021] 其中，并联连接的图7的4个功率MOSFET的雪崩击穿特性完全一致的情况下，如图8(a)所示，Id1～4保持将Id进行4等分的关系并截止，因此，每1个功率MOSFET的截止损耗也是4等分，成为108mJ。另一方面，将雪崩击穿特性不同的功率MOSFET并联连接的情况下，根据其特性差，Id1～4中电流分配变得不同，在极端情况下，如图8(b)所示，全部的Id电流集中于雪崩击穿电压最低的1个功率MOSFET的Id1，功率MOSFET的432mJ的截止损耗有可能集中于1个功率MOSFET。

[0022] 接着，对上述截止损耗引起的各功率MOSFET芯片的瞬态温度上升值进行说明。目前，利用功率MOSFET来流过100A以上的电流的应用中，一般而言，大多根据其电流值将符合JEDEC(Joint Electron Device Engineering Council：电子器件工程联合委员会)标准的TO263封装的产品进行并联连接来使用，但此处若也假定将搭载有芯片尺寸为25mm2的功率MOSFET芯片的符合TO263封装的产品用于图7的4并联的各功率MOSFET，则对于115μs的损耗脉冲宽度，其瞬态热阻为约0.033K/W。根据上述条件，若对Id:300A被切断时的功率MOSFET的芯片温度上升值进行简单计算，则如下所示。

[0023] 截止损耗均等分配于并联连接的4个芯片的情况：108mJ/115μs×0.033K/W＝31K[0024] 截止损耗集中于并联连接的4个芯片中的1个芯片的情况：432mJ/115μs×0.033K/W＝124K

[0025] 目前，产品化功率MOSFET的额定温度一般为175℃。若假设马上要截止之前的芯片温度为100℃的情况，则当截止损耗均等分配于并联连接的4个芯片时，芯片的峰值温度为131℃，落入额定温度以内且具有足够的余量，然而当集中于1个芯片时，芯片的峰值温度会变为224℃，大大超过额定温度。其结果是，认为功率MOSFET会招致过热破坏。

[0026] 对于这种利用雪崩击穿的电流切断中的芯片温度上升而言，若由于雪崩击穿特性存在偏差而使截止损耗集中于1个芯片，则即便增加并联连接个数，也无法缓和芯片的温度上升。此外，在功率MOSFET的制造工序中，必然存在雪崩击穿特性偏差，因此必须要使并联连接的功率半导体开关的特性一致以均等分配损耗，为此，需要对搭载于产品的功率MOSFET元器件的特性进行分选并组合，使得产品的组装工序耗费成本，变得不现实。

[0027] 另一方面，可考虑将功率MOSFET的芯片尺寸增大从而使并联连接的部分单芯片化的方法，但若考虑到半导体晶片制造工序中的芯片不合格率导致的成本平衡问题，则功率MOSFET一般上限尺寸为50mm2左右。该上限尺寸相当于搭载于TO263封装产品的芯片尺寸的约2个的面积，但如图6所示那样流过超过500A的电流的情况下，依然需要并联连接多个功率MOSFET，因此，上述那样的因截止损耗集中于1个芯片而引起的瞬态温度上升有可能导致过热破坏。此外，即便未发生过热破坏，由于并联连接的各功率MOSFET芯片中的功耗变得不均等，需要根据功耗最大的功率MOSFET芯片来进行热设计，因此，在功率MOSFET芯片的总面积增大、功率转换装置的散热电路增大的同时，会导致产品的成本上升。

[0028] 本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，通过降低因半导体开关的截止而引起的电流切断时的瞬态芯片温度上升，从而提供包括廉价、小型且可靠性高的功率转换部的车辆用交流电动发电机。

[0029] 解决技术问题所采用的技术方案

[0030] 本发明的车辆用交流电动发电机包括：具有定子和转子的旋转电机；功率转换部，该功率转换部具有3相桥接电路，该3相桥接电路的各桥臂由具有第一主端子、第二主端子和控制端子的半导体开关构成；以及控制电路，该控制电路对所述3相桥接电路的半导体开关的动作进行控制，利用由所述控制电路进行控制的所述3相桥接电路，将来自直流电源的直流电转换成交流电并向所述旋转电机供电，从而使所述旋转电机作为电动机进行动作，利用由所述控制电路进行控制的所述3相桥接电路，将被驱动的所述旋转电机发电而得的交流电转换成直流电并向所述直流电源供电，从而使所述旋转电机作为发电机进行动作，在使所述旋转电机作为所述电动机进行动作时，按照与所述转子的电角周期同步的单脉冲通电方式进行控制，利用雪崩击穿对所述半导体开关截止时产生的浪涌电压进行抑制，在该车辆用交流电动发电机中，所述旋转电机的定子由多组3相绕组构成，所述功率转换部由与多组所述3相绕组相应的多组3相桥接电路构成，所述定子的各3相绕组分别经由所述功率转换部的对应的3相桥接电路与所述直流电源进行连接，按照开关动作定时彼此错开的方式来控制多组所述3相桥接电路，构成多组所述3相桥接电路中的各3相桥接电路的各桥臂的所述半导体开关由单芯片MOSFET构成。

[0031] 发明效果

[0032] 本发明所涉及的车辆用交流电动发电机中，旋转电机的定子由多组3相绕组构成，功率转换部由与多组上述3相绕组相对应的多组3相桥接电路构成，上述定子的各3相绕组分别经由上述功率转换部的对应的3相桥接电路与直流电源进行连接，按照开关动作定时彼此错开的方式来控制多组上述3相桥接电路，构成多组上述3相桥接电路中的各3相桥接电路的各桥臂的半导体开关由单芯片MOSFET构成，因此能使得半导体开关截止造成电流切断时的瞬态芯片温度上升减小，能提供具有廉价、小型且可靠性高的功率转换部的车辆用交流电动发电机。关于本发明的上述以外的目的、特征、观点及效果，可通过参照附图的以下本发明的详细说明进行进一步了解。

附图说明

[0033] 图1是表示本发明的实施方式1的车辆用交流电动发电机的结构图。

[0034] 图2是表示图1中通过180度通电控制来驱动旋转电机时各部动作波形的图。

[0035] 图3是表示本发明中使用的功率半导体开关的内部结构的图。

[0036] 图4是表示图3的结构中电流切断时的电压/电流波形的图。

[0037] 图5是表示使用旋转电机和功率转换部的现有车辆用交流电动发电机的结构图。

[0038] 图6是表示图5中通过180度通电控制来驱动旋转电机时各部动作波形的图。

[0039] 图7是表示现有的功率MOSFET的内部结构的图。

[0040] 图8是表示图7的结构中电流切断时的电压/电流波形的图。

具体实施方式

[0041] 实施方式1.

[0042] 基于附图，对本发明的实施方式进行说明。图1是表示本发明的实施方式1的车辆用交流电动发电机的结构图。在图1中示出了如下系统，即，利用功率转换部2将电池7的直流电转换成2组3相交流电来驱动(作为电动机进行动作的)旋转电机9并向未图示的发动机提供旋转力，或者利用功率转换部2将通过未图示的发动机旋转来驱动的(作为发电机进行动作的)旋转电机9进行发电而得的3相交流电转换成直流电，并提供给电池7以及未图示的车辆负载。旋转电机9具有定子和转子。

[0043] 由旋转电机9、功率转换部2、控制电路3以及电容器5一体构成交流电动发电机1，交流电动发电机1的高电位侧直流端子B和低电位侧直流端子E分别与电池7的正极端子和负极端子相连接。在实施方式1中，作为旋转电机9的定子绕组，配置有2组Δ连线的3相绕组，UVW侧的定子绕组和XYZ侧的定子绕组按照如下位置关系来设置，即，定子彼此的电角具有大致30度的相位差。功率转换部2的(第一)3相桥接电路21的3相交流端子U、V、W分别与旋转电机9的U相、V相、W相的定子绕组(第一组3相绕组)相连接，功率转换部2的(第二)3相桥接电路22的3相交流端子X、Y、Z分别与旋转电机9的X相、Y相、Z相的定子绕组(第二组3相绕组)相连接。另外，功率转换部2的3相交流端子U、V、W、X、Y、Z是交流电动发电机1的内部端子，功率转换部2与旋转电机9的连接中不存在作为车辆布线的功率线束。另外，布线电感8代表并呈现了连接电池7与功率转换部2的高电位侧及低电位侧的布线的寄生电感的总和。

[0044] 功率转换部2由2组下述3相桥接电路构成，该3相桥接电路中，使用N沟道型功率MOSFET(6a～6f、6g～6l)作为各桥臂的半导体开关，将其两两串联后，并联连接3组该两两串联后得到的电路来形成所谓3相桥接电路。将两两串联的两端和中点分别与功率转换部2的直流端子B、E以及交流端子U、V、W和X、Y、Z相连接。如图3所示，由单芯片来构成功率MOSFET6a～6l(各桥臂的半导体开关)，而不进行与旋转电机9的定子中流过的电流值相应的芯片尺寸的并联连接，功率MOSFET6a～6l具有第一主端子(漏极D)、第二主端子(源极S)和控制端子(栅极G)，通过利用控制电路3对栅极-源极间电压进行控制来使其导通/截止，导通时，成为漏极-源极间能双向通电的电阻元件，截止时，成为仅能在从源极到漏极的方向上通电的二极管元件。而且，在实施方式1中，若考虑半导体晶片制造工序中的芯片不合格率导致的成本平衡问题，则将功率MOSFET的一般上限尺寸设为50mm2左右。

[0045] 此外，在交流电动发电机1的直流端子B、E间连接有小电容的电容器5，该电容器5用于降低功率MOSFET6a～6l的开关动作等引起的高频噪声，起到对射频噪声等辐射噪声和/或传导噪声进行抑制的作用。功率转换部2通过脉宽调制(PWM)控制来进行功率转换的情况下，一般而言，在电容器5的位置上连接大电容的电容器以对直流端子B、E间的电压进行平滑处理，但在本发明的实施方式中，由于利用下述的单脉冲通电方式来进行功率转换，因此，不一定需要大电容的平滑电容器，从而出于产品的小型化和低成本化考虑，不搭载大电容的电容器。

[0046] 控制电路3基于来自未图示的上级ECU的指令、B,E端子间电压、未图示的旋转电机9的转子的励磁绕组电流和/或旋转位置等各种传感器信息，并根据动作模式，对功率转换部2的功率MOSFET6a～6l进行导通/截止驱动，并且，对未图示的旋转电机9的转子的励磁绕组进行电流控制，从而对作为电动机时的输出转矩以及作为发电机时的发电量进行控制。

[0047] 接着，利用图2对下述情况下低速旋转区域中的各部动作波形进行说明，即：图1中应用与转子的电角周期同步的通电角180度的单脉冲通电控制(单脉冲通电方式)来驱动旋转电机9的情况。UH、UL、VH、VL、WH、WL、XH、XL、YH、YL、ZH、ZL表示由控制电路3控制的各功率MOSFET6a～6l的导通/截止逻辑，“H(高)”表示导通状态、“L(低)”表示截止状态。如上所述，XYZ侧的定子绕组以相对于UVW侧的定子绕组具有约30度电角的相位延迟的关系进行配置，从而，XH、XL、YH、YL、ZH、ZL的导通/截止切换定时相对于UH、UL、VH、VL、WH、WL也分别有约30度电角的相位延迟关系。另外，确保死区时间，该死区时间用于防止在对同相的功率MOSFET(6a和6b、6c和6d、6e和6f、6g和6h、6i和6j、6k和6l)的导通/截止进行切换的定时因同时导通引起的同相桥臂的短路。

[0048] 另外，6a和6b是U相的上桥臂和下桥臂，6c和6d是V相的上桥臂和下桥臂，6e和6f是W相的上桥臂和下桥臂。同样，6g和6h是X相的上桥臂和下桥臂，6i和6j是Y相的上桥臂和下桥臂，6k和6l是Z相的上桥臂和下桥臂。Vbe表示功率转换部2的直流端子B、E间的电压，Idc表示在功率转换部2的高电位侧直流线路中流过的电流，Iu、Iv、Iw、Ix、Iy、Iz表示在功率转换部2的交流电子U、V、W、X、Y、Z中流过的电流(从功率转换部2到旋转电机9的方向为正)。A点是功率MOSFET6a(UH)从导通(0度)经过180度的单脉冲通电控制而截止(180度)的时间。

[0049] 如上所述，在180度通电控制中，在UVW侧和XYZ侧分别按照每60度电角相位来依次改变与旋转电机9的旋转同步导通的功率MOSFET6a～6l的组合模式，从而对旋转电机9的定子绕组的各端子之间施加交流电压，3相交流电流Iu、Iv、Iw、Ix、Iy、Iz流过定子绕组。此外，Ix、Iy、Iz相对于Iu、Iv、Iw分别具有约30度的电角相位延迟。

[0050] 着眼于各功率MOSFET6a～6l的截止定时，对于UVW侧和XYZ侧分别而言，通常，高电位侧和低电位侧的功率MOSFET中，有2相均处于导通的那一侧功率MOSFET截止，从电池7流过来的直流电流Idc的大约1/4会被切断。由此，在布线电感8中产生反电动势电压，因此，在Vbe的波形中每30度电角相位处可观测到浪涌电压。另一方面，功率MOSFET6a～6l导通时，电流在从源极到漏极的方向上流动、即在流向功率MOSFET6a～6l的寄生二极管的相位下导通，因此，Vbe波形中不会呈现出显著的变化。

[0051] 接着，利用图4来说明各功率MOSFET6a～6l截止时(例如图2的A点)发生的功率MOSFET芯片中的功耗(截止损耗)。图4示出图2中的各功率MOSFET6a～6l截止的区间中截止的该功率MOSFET的漏极-源极间电压Vds和漏极电流Id的典型波形。另外，利用各功率MOSFET6a～6l的雪崩击穿来抑制截止时产生的浪涌电压。此时，各功率MOSFET6a～6l所切断的电流值Id由电池的内部电阻、电源布线电阻、在之前的定时导通的功率MOSFET的导通电阻、定子绕组的电阻等来决定，但直流电流Idc的最大值的大约1/4会被切断。

[0052] 此处，假设直流电流Idc的最大值为600A的情况，则漏极电流Id：150A会被切断。由与功率MOSFET6a～6l的雪崩击穿特性相应的电压来对电流切断时布线电感8引起的浪涌电压进行抑制，此处Vav:25V。此外，假定电池电压Vb：12V，电源布线电感Ls:5μH。对于图4的截止波形，各功率MOSFET6a～6f截止时的该功率MOSFET的截止损耗Eoff由下式来表示，Eoff为108mJ，电流切断时间即雪崩击穿维持的时间为Toff:58μs。另外，为了与现有技术进行比较，上述计算的假定条件与现有技术的问题说明中的条件相同。

[0053] Eoff＝Ls·Id2/2·Vav/(Vav―Vb)

[0054] Toff＝Id·Ls/(Vav―Vb)

[0055] 接着，对因上述截止损耗引起的功率MOSFET6a～6l的瞬态温度上升值进行说明。若将图3的单芯片功率MOSFET的芯片尺寸设为在现有技术的问题说明部分中所使用的芯片尺寸25mm2的1.6倍，即40mm2，并假定搭载于具有与TO263封装同等散热结构的封装，则对于损耗脉冲宽度58μs的瞬态热阻为0.01k/W左右。根据上述条件，若对Id:150A被切断时的功率MOSFET的芯片温度上升值进行简单计算，则如下所示。

[0056] 108mJ/58μs×0.01K/W＝19K

[0057] 目前，产品化的功率MOSFET的额定温度一般为175℃，若假设马上要截止前的芯片温度为100℃，则芯片的峰值温度为119℃，落入额定温度以内且具有足够的余量，因此，不会造成过热破坏。此外，若将各桥臂的半导体开关截止的区间中的瞬态芯片温度上升值与现有技术进行比较，则现有技术中以并联芯片尺寸为25mm2的4个芯片而得的各桥臂的半导体开关来切断300A，但实施方式1中以芯片尺寸为40mm2的单芯片结构的各桥臂的半导体开关来切断150A，虽然实施方式1中芯片单位面积的切断电流即电流密度增大了25％(产品中半导体开关的芯片总面积减小了20％)，但芯片温度上升值为Δ19K，不仅比现有技术中截止损耗集中于4个并联芯片中的1个芯片时的Δ124K要小，与截止损耗均等分配于4个并联芯片时的Δ31K相比，也能降低约40％。

[0058] 如图1所示，上述内容中，旋转电机9的定子由2组3相绕组构成，功率转换部2由与2组上述3相绕组相对应的2个3相桥接电路来构成，从而各功率MOSFET6a～6l截止所切断的电流值与图5的各功率MOSFET16a～16f截止所切断的电流值相比，降低一半，由此，截止期间的电流切断时间减半，其结果是带来如下效果，即，各功率MOSFET6a～6l的芯片的瞬态热阻减小。

[0059] 此外，若将整体产品的功率半导体开关所产生的截止损耗的总和与现有技术进行比较，则图1的各功率MOSFET6s～6l截止所切断的电流值减半，从而各截止损耗与图5的功率MOSFET16a～16f的各截止损耗相比减小为1/4，另一方面，由于电角的1个周期中电流切断次数成为2倍，其结果是，功率转换部2中截止损耗的总和与现有技术相比，降低一半。

[0060] 如上所述，在交流电动发电机中，旋转电机9的定子由多组(例如2组)3相绕组构成，功率转换部2由与多组上述3相绕组相对应的相同数量的多组3相桥接电路构成，以多组上述3相桥接电路的开关动作定时彼此错开的方式进行控制，构成多组上述3相桥接电路的各3相桥接电路的各桥臂的半导体开关由单芯片的功率MOSFET构成而非通过并联连接构成，从而能防止因各桥臂内的开关损耗集中而导致的功率MOSFET的过热破坏。此外，通过如上所述那样使各桥臂截止所切断的电流值减小来降低截止损耗，对截止区间的瞬态芯片温度上升值和/或平均芯片功耗进行抑制，从而能进一步防止功率MOSFET的过热破坏，能提高产品的可靠性。而且，到额定温度还有一定的余量，以此能减小功率MOSFET芯片的尺寸，或减小散热电路的尺寸，从而能实现产品的小型化和/或成本降低。

[0061] 此外，除上述效果以外，还能期待下述效果：在实施方式1中，定子绕组为2组3相绕组，且该2组3相绕组按照彼此具有约30度电角相位差的位置关系来进行设置，并根据定子绕组的电相位差来对与上述2组3相绕组相对应的2组3相桥接电路的功率半导体开关进行控制，从而能降低电源线路和/或定子绕组的电流变动，其结果是，能降低作为电动机时的驱动转矩脉动，降低作为发电机时的发电电流脉动，降低从旋转电机发出的电磁声，进而降低辐射和/或传导噪声(EMI)等。

[0062] 此外，构成2组3相桥接电路的各桥臂的单芯片功率MOSFET的芯片尺寸设为在2
50mm以下，从而能够对半导体晶片制造工序中的芯片不合格率进行抑制，能以低成本来提供具有高可靠性的产品。另外，实施方式1可应用于如下产品：即，将旋转电机作为电动机进行动作时，其直流电流的最大值成为芯片尺寸为50mm2的功率MOSFET芯片所允许的电流的1倍～2倍(允许电流为400A的情况下，最大值为400A～800A)。其理由如下：若上述直流电流的最大值小于允许电流的1倍的情况下，则即便由1组3相定子绕组和3相桥接电路来构成车辆用交流电动发电机，也能以芯片尺寸在50mm2以下的单芯片来构成各桥臂的功率MOSFET，若上述直流电流的最大值在允许电流的2倍以上，则即便由2组3相定子绕组和3相桥接电路来构成车辆用交流电动发电机，仍需要2个以上的芯片尺寸在50mm2以下的芯片来构成各桥臂的功率MOSFET、或者在由单芯片构成各桥臂的功率MOSFET的情况下，需要使芯片尺寸在
50mm2以上。

[0063] 此外，若将定子绕组设为2组3相绕组，则在旋转电机和功率转换部为分立的结构体的情况下，作为车辆布线需要UVWXYZ相的6根功率线束，但在实施方式1中，旋转电机、功率转换部和控制电路为一体化结构，从而能削减功率线束，由此能降低车辆重量并实现低成本化。

[0064] 另外，本发明在其发明范围内可对实施方式进行适当变形、省略。例如，在实施方式1中示出旋转电机9的定子由2组3相绕组构成，功率转换部2由与2组上述3相绕组相应的2组3相桥接电路构成，但旋转电机9的定子可由3组3相绕组构成，功率转换部2可由与3组上述3相绕组相应的3组3相桥接电路构成，可按照开关动作定时的电相位依次错开约20度的方式来控制3组上述3相桥接电路。而且，旋转电机9的定子可由多组3相绕组构成，功率转换部2可由与多组上述3相绕组相应的相同数量的多组3相桥接电路构成。此外，旋转电机9的定子绕组不限于Δ连线，根据所希望的特性，也可以是Y连线。此外，单脉冲通电控制的通电角不一定要限制成180度，在产生所需以上的转矩或流过所需以上的电流的情况下，也可将通电角固定为120度等。此外，交流电动发电机1由旋转电机9和功率转换部2的一体结构来构成，但旋转电机9和功率转换部2可以是分立的结构，若为分立的结构，虽然无法得到上述一体结构所具有的效果，但不一定要限制成一体结构。