一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法

摘要

本发明公开了一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，属于电气技术领域。本发明主要是将下垂控制、比例谐振控制以及谐波补偿控制同时作用在多台并联的逆变器上，在微电网电压出现波动的情况下，利用下垂控制均分无功功率调节扰动电压，还可以通过检测提取微电网电压中的高次谐波通过比例谐振控制进行一级的消除，再通过谐波补偿控制进行二级的再次消除，最终都通过电压形式经过PWM控制逆变器的输出，可以实时有效地改善间歇式、不稳定的电源运行特性，还可以同时调节电压扰动和谐波电压，起到稳定电压和消除电压谐波的作用，提升微电网的调控能力，从而提高微电网运行的稳定性和可靠性，同时增加了微电网的并网能力。

权利要求

1.一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，所述的微电网由多个分布式发电单元DG、多个并联的分别带有LCL滤波器的电压源型逆变器VSI以及相应的线路阻抗组成；

其特征在于：包括一级控制和二级控制；

所述的一级控制：通过外环控制中的功率计算和下垂控制下得到的输出电压以及二级控制中得到的每个逆变器引起的电压偏差值产生内环控制的输入参考电压，再经过内环控制中的虚拟阻抗环进行一次电压谐波补偿、电压准比例-谐振控制对电压的无静差跟踪并将输出的电流和二级控制中得到的谐波参考电流同时作用产生电流准比例-谐振控制的输入参考电流，最后经过电流准比例-谐振控制，产生PWM控制信号，进而控制逆变器的输出电压来控制微电网电压，具体包括如下内容：步骤A01：实时采集微电网在孤岛模式运行过程中的信息；

包括每个LCL滤波器的三相电感电流iLa，iLb，iLc、每个逆变器的三相输出电压vCa，vCb，vCc、每个逆变器的三相输出电流ioa，iob，ioc；

步骤A02：将各个逆变器的三相输出电压vCa，vCb，vCc，各个逆变器的三相输出电流ioa，iob，ioc，各个LCL滤波器的三相电感电流iLa，iLb，iLc均进行三相/两相坐标变换处理，将abc坐标系下的三相瞬时电压和三相瞬时电流变换为αβ坐标系下的瞬时电压vCα，vCβ和瞬时电流iLα，iLβ、ioα，ioβ；

步骤A03：将各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时电压vCα，vCβ和瞬时电流ioα，ioβ均输入到外环控制回路中，并分别计算出每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q；

步骤A04：在微电网孤岛模式下，根据每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q，通过在外环控制回路中采用P-ω和Q-E下垂控制方法得到内环控制回路中电压准比例-谐振控制环的一个输入电压E和角频率ω；

步骤A05：在内环控制回路中求取电压准比例-谐振控制参考电压；

步骤A05.1：将二级控制中得到的各逆变器分别引起的电压偏差值ΔE作为电压准比例-谐振控制环的第二个输入电压，将用户预设的微电网电压参考值E*作为电压准比例-谐振控制环的第三个输入电压，通过式(12)分别计算出微电网电压参考值E*的各偏差值E′；

E′＝E*+ΔE-E   (12)

其中E*为用户预设的微电网电压参考值；

步骤A05.2：根据微电网电压参考值的各偏差值E′及角频率ω，通过式(13)计算出第一电压准比例-谐振控制参考电压值

步骤A05.3：在内环控制回路中进行虚拟阻抗控制，通过式(14)计算出第二电压准比例-谐振控制参考电压 作为一次谐波补偿的参考电压；

其中io(s)为每个逆变器的输出电流；Zd(s)为虚拟阻抗传递函数；

步骤A05.4：根据第一电压准比例-谐振控制参考电压 和第二电压准比例-谐振控制参考电压 通过式(15)计算得到电压准比例-谐振控制参考电压；

步骤A06：在内环控制回路中，以电压准比例-谐振控制参考电压为输入，进行电压准比例-谐振控制，通过式(16)得到电流准比例-谐振控制环的一个输入电流Iref；

Iref＝VrefGv(s)   (16)

其中GV(s)为电压准比例谐振控制器的传递函数；

步骤A07：将二级控制中得到的二次谐波补偿参考电流值 作为电流准比例-谐振控制环的第二个输入，每个逆变器的αβ坐标系下的LCL滤波器瞬时电流iLα，iLβ作为电流准比例-谐振控制环的第三个输入，通过式(17)计算出电流准比例-谐振控制参考电流值

步骤A08：在内环控制回路中，以电流准比例-谐振控制参考电流值 为输入，进行电流准比例-谐振控制，由式(18)表示；

其中GI(s)为电流准比例-谐振控制器的传递函数；

步骤A09：根据电流准比例-谐振控制的输出结果Vin及各个LCL滤波器的电感值和电容 值，通过式(19)计算内环控制的输出电压VCα，VCβ，并经过两相/三相变换处理，将αβ坐标系下的瞬时电压VCα，VCβ变换为abc坐标系下的三相瞬时电压VCa，VCb，VCc，作为PWM载波电压；

其中ioαβ代表各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时输出电流ioa，ioβ；ZL(s)为LCL滤波器的电感值；ZC(s)为LCL滤波器的电容值；

步骤A10：根据用户选择的调制波和PWM载波电压生成PWM波形，控制逆变器开关的通断，进而控制逆变器的输出电压大小；

所述的二级控制：包括电压恢复部分和谐波补偿部分；其中电压恢复部分，将一级控制中各个逆变器输出的无功功率以及由微电网波动电压产生的无功功率偏差值作为整体统一均分，并经过再次的下垂控制得到补偿电压，输入到一级控制中，从而使得微电网电压得到恢复；谐波补偿部分，经过对谐波的提取、补偿产生补偿电流，并输入到一级控制中的内环控制中作为二次谐波补偿的参考电流。

2.根据权利要求1所述的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，其特征在于：所述的电压恢复部分具体包括如下步骤：步骤B01：根据用户预设的微电网电压参考值E*和一级控制中计算出的微电网电压参考值E*的各偏差值E′，通过式(20)计算出每个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest；

* *

ΔQrest＝kPE(E-EMG)+kIE∫(E-EMG)dt   (20)其中kPE和kIE分别是第一PI控制器的比例系数和积分系数；EMG表示各个逆变器的三相输出电压vCa，vCb，vCc的幅值；

步骤B02：将在各个逆变器输出的无功功率Q与各个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest相加求和得到所有逆变器的无功功率总值Qtotal；

步骤B03：通过MGCC将所有逆变器的无功功率总值Qtotal根据各个逆变器不同的Q-E下垂系数均衡分配给各个逆变器，由式(21)表示；

其中nx是第x个逆变器的无功功率下垂系数， 是微电网中所有逆变器下垂系数倒数的总和，Q*表示逆变器分配到的无功功率；

步骤B04：根据分配给每个逆变器的无功功率值和每个逆变器输出的无功功率，通过式(22)计算出由每个逆变器引起的电压偏差值ΔE，输入到一级控制中；

ΔE＝kPQS(Q*-Q)+kIQS∫(Q*-Q)dt   (22)其中kPOS和kIQS分别是第二PI控制器的比例系数和积分系数。

3.根据权利要求1所述的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，其特征在于：所述的谐波补偿部分具体包括如下步骤：步骤C01：分别以每个逆变器的αβ坐标系的输出电压vCα，vCβ和输出电流ioα，ioβ为输入，通过BPF分别提取出逆变器输出电压基波分量vCα，1，vCβ，1、电流基波分量ioα，1，ioβ，1；

步骤C02：根据每个逆变器的αβ坐标系的输出电压vCα，vCβ、输出电流ioα，ioβ分别与逆变器输出电压基波分量vCα，1，vCβ，1、电流基波分量ioα，1，ioβ，1的差值，得到逆变器输出电压谐波分量vharmα，vharmβ及其有效值vharm，rms、电流谐波分量iharmα，iharmβ及其有效值iharm，rms；

步骤C03：根据逆变器输出电压谐波分量有效值vharm，rms和电流谐波分量有效值iharm，rms，通过式(26)计算出谐波失真功率HDP；

HDP＝3*vharm，rms*iharm，rms   (26)步骤C04：根据逆变器输出电压谐波分量vharmα，vharmβ、谐波失真功率HDP和谐波补偿系数HCG，通过式(27)计算出二次谐波补偿参考电流值

说明书

一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法

所属技术领域

[0001] 本发明属于电气技术领域，尤其涉及一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法。

背景技术

[0002] 近些年来，微电网发展迅速，同时由于分布式发电系统的相互独立性、高可控性、高安全性的优点使得分布式发电逐步成为了微电网中新能源供电的主流。但是分布式发电同时存在随机性、波动性和间歇性缺陷，这也使得微电网中经常出现扰动电压，进而严重影响微电网的电压稳定性。另外，由于微电网中多个并联逆变器的存在以及一些电力电子器件的使用，微电网中将产生电压谐波进而污染电网。虽然目前国内也出现了多种以多台逆变器并联为基础来提高电能质量的方法。例如：根据有源滤波器与基于逆变系统的微网系统特征的高度相似性，构造出一种供能+滤波的微电网系统，由于并网逆变器和有源滤波器主电路结构完全相同，可以在并网控制算法中加入滤波环节，使之同时具备发电和电力滤波器的功能。还有一种光伏并网发电系统，将光状并网与无功补偿协同设计，构成光伏并网发电功率调节系统来调节电压波动。但是，这些方法都只是单一的在调节扰动电压和提供谐波补偿，还没有出现既可以调节电压同时还可以抑制谐波的方法。

发明内容

[0003] 针对现有方法存在的不足，本发明提出一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法。

[0004] 本发明的技术方案是这样实现的：

[0005] 一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，包括一级控制和二级控制；

[0006] 所述的一级控制：通过外环控制中的功率计算和下垂控制下得到的输出电压以及二级控制中得到的每个逆变器引起的电压偏差值产生内环控制的输入参考电压，再经过内环控制中的虚拟阻抗环进行一次电压谐波补偿、电压准比例-谐振控制对电压的无静差跟踪并将输出的电流和二级控制中得到的谐波参考电流同时作用产生电流准比例-谐振控制的输入参考电流，最后经过电流准比例-谐振控制，产生PWM控制信号，进而控制逆变器的输出电压来控制微电网电压。具体过程如下：

[0007] 步骤A01：实时采集微电网在孤岛模式下运行过程中的信息；

[0008] 包括每个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc、每个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc、每个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc；

[0009] 步骤A02：将各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc,各个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc,各个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc均进行三相/两相坐标变换处理，将abc坐标系下的三相瞬时电压和三相瞬时电流变换为αβ坐标系下的瞬时电压vCα,vCβ和瞬时电流iLα,iLβ、ioα,ioβ；

[0010] 步骤A03：将各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时电压vCα,vCβ和瞬时电流ioα,ioβ均输入到外环控制回路中，通过式(8)和式(9)分别计算出每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q；

[0011] P＝vcαioα+vcβioβ         (8)

[0012] Q＝vcβioα-vcαioβ        (9)

[0013] 步骤A04：在微电网孤岛模式下，根据每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q，通过在外环控制回路中采用P-ω和Q-E下垂控制方法得到内环控制回路中电压准比例-谐振控制环的一个输入电压E和角频率ω；

[0014] 步骤A05：在内环控制回路中求取电压准比例-谐振控制参考电压；

[0015] 步骤A05.1：将二级控制中得到的各逆变器分别引起的电压偏差值ΔE作为电压准比例-谐振控制环的第二个输入电压，将用户预设的微电网电压参考值E*作为电压准比例-谐振控制环的第三个输入电压，通过式(5)分别计算出微电网电压参考值E*的各偏差值E'；

[0016] E'＝E*+ΔE-E            (12)

[0017] 其中E*为用户预设的微电网电压参考值；

[0018] 步骤A05.2：根据微电网电压参考值的各偏差值E'及角频率ω，通过式(13)计算出第一电压准比例-谐振控制参考电压值

[0019]

[0020] 步骤A05.3：在内环控制回路中进行虚拟阻抗控制，通过式(14)计算出第二电压准比例-谐振控制参考电压 作为一次谐波补偿的参考电压；

[0021]

[0022] 其中io(s)为每个逆变器的输出电流；Zd(s)为虚拟阻抗传递函数；

[0023] 步骤A05.4：根据第一电压准比例-谐振控制参考电压 和第二电压准比例-谐振控制参考电压 通过式(15)计算得到电压准比例-谐振控制参考电压；

[0024]

[0025] 步骤A06：在内环控制回路中，以电压准比例-谐振控制参考电压为输入，进行电压准比例-谐振控制，通过式(16)得到电流准比例-谐振控制环的一个输入电流Iref；

[0026] Iref＝VrefGV(s)            (16)

[0027] 其中GV(s)为电压准比例谐振控制器的传递函数；

[0028] 步骤A07：将二级控制中得到的二次谐波补偿参考电流值 作为电流准比例-谐振控制环的第二个输入，每个逆变器的αβ坐标系下的LCL滤波器瞬时电流iLα,iLβ作为电流准比例-谐振控制环的第三个输入，通过式(17)计算出电流准比例-谐振控制参考电流值

[0029]

[0030] 步骤A08：在内环控制回路中，以电流准比例-谐振控制参考电流值 为输入，进行电流准比例-谐振控制，由式(18)表示；

[0031]

[0032] 其中GI(s)为电流准比例谐振控制器的传递函数；

[0033] 步骤A09：根据电流准比例-谐振控制的输出结果及各个LCL滤波器的电感值和电容值，通过式(12)计算内环控制的输出电压VCα,VCβ，并经过两相/三相变换处理，将αβ坐标系下的瞬时电压VCα,VCβ变换为abc坐标系下的三相瞬时电压VCa,VCb,VCc，作为PWM载波电压；

[0034]

[0035] 其中ioαβ代表各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时输出电流ioα,ioβ；ZL(s)为LCL滤波器的电感值；ZC(s)为LCL滤波器的电容值；

[0036] 步骤A10：根据用户选择的调制波和PWM载波电压生成PWM波形，控制逆变器开关的通断，进而控制逆变器的输出电压大小，实现微电网电压扰动的控制；

[0037] 二级控制：包括电压恢复部分和谐波补偿部分；其中电压恢复部分，将一级控制中各个逆变器输出的无功功率以及由微电网波动电压产生的无功功率偏差值作为整体统一均分，并经过再次的下垂控制得到补偿电压，输入到一级控制中，从而使得微电网电压得到恢复；谐波补偿部分，经过对谐波的提取、补偿产生补偿电流，并输入到一级控制中的内环控制中作为二次谐波补偿的参考电流；其中：

[0038] 电压恢复部分具体包括如下步骤：

[0039] 步骤B01：根据用户预设的微电网电压参考值E*和一级控制中计算出的微电网电*
压参考值E的各偏差值E'，通过式(20)计算出每个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest；

[0040] ΔQrest＝kPE(E*-EMG)+kIE∫(E*-EMG)dt    (20)

[0041] 其中kPE和kIE分别是第一PI控制器的比例系数和积分系数；EMG表示各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc的幅值；

[0042] 步骤B02：将在各个逆变器输出的无功功率Q与各个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest相加求和得到所有逆变器的无功功率总值Qtotal；

[0043] 步骤B03：通过MGCC将所有逆变器的无功功率总值Qtotal根据各个逆变器不同的Q-E下垂系数均衡分配给各个逆变器，由式(21)表示；

[0044]

[0045] Q*表示逆变器分配到的无功功率；其中nx是第x个逆变器的无功功率下垂系数，是微电网中所有逆变器下垂系数倒数的总和；

[0046] 步骤B04：根据分配给每个逆变器的无功功率值和每个逆变器输出的无功功率，通过式(22)计算出由每个逆变器引起的电压偏差值(ΔE)，输入到一级控制中；

[0047] ΔE＝kPQS(Q*-Q)+kIQS∫(Q*-Q)dt      (22)

[0048] 其中kPQS和kIQS分别是第二PI控制器的比例系数和积分系数；

[0049] 谐波补偿部分具体包括如下步骤：

[0050] 步骤C01：分别以αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ和输出电流ioα,ioβ为输入，通过BPF分别提取出逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1，分别由式(23)和式(24)表示；

[0051] vCαβ,1＝vCαβ*BPF(s)     (23)

[0052] ioαβ,1＝ioαβ*BPF(s)      (24)

[0053] 步骤C02：根据αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ、输出电流ioα,ioβ分别与逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1的差值，得到逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ及其有效值vharm,rms、电流谐波分量iharmα,iharmβ及其有效值iharm,rms；

[0054] 步骤C03：根据逆变器输出电压谐波分量有效值vharm,rms和电流谐波分量有效值iharm,rms，通过式(26)计算出谐波失真功率HDP；

[0055] HDP＝3*vharm,rms*iharm,rms       (26)

[0056] 步骤C04：根据逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ、谐波失真功率HDP和谐波补偿系数HCG，通过式(27)计算出二次谐波补偿参考电流值

[0057]

[0058] 本发明的优点是：本发明主要是将下垂控制、比例谐振控制以及谐波补偿控制同时作用在多台并联的逆变器上，形成一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法。该方法可以在微电网电压出现波动的情况下，利用下垂控制均分无功功率调节扰动电压，还可以通过检测提取微电网电压中的高次谐波通过比例谐振控制进行一级的消除，再通过谐波补偿控制进行二级的再次消除，最终都通过电压形式经过PWM控制逆变器的输出，可以实时有效地改善间歇式、不稳定的电源运行特性，还可以同时调节电压扰动和谐波电压，起到稳定电压和消除电压谐波的作用，提升微电网的调控能力，从而提高微电网运行的稳定性和可靠性，同时增加了微电网的并网能力。

附图说明

[0059] 图1为本发明一种实施方式的微电网结构框图；

[0060] 图2为本发明一种实施方式的微电网主电路图；

[0061] 图3为本发明一种实施方式的微电网单相分层结构框图；

[0062] 图4为本发明一种实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制原理框图；

[0063] 图5为本发明一种实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法原理图；

[0064] 图6为本发明一种实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法中一级控制回路框图；

[0065] 图7为本发明一种实施方式的带有虚拟阻抗的内环控制框图；

[0066] 图8为本发明一种实施方式的电压、电流准比例-谐振控制框图；

[0067] 图9(a)为本发明一种实施方式的逆变器经过LCL滤波器的简化戴维宁等效电路图；(b)为本发明一种实施方式使用虚拟阻抗后(a)的等效电路图；

[0068] 图10为本发明一种实施方式的二级控制原理图；

[0069] 图11(a)为本发明一种实施方式的SOGI结构图；(b)为本发明一种实施方式的BPF结构图；

[0070] 图12为本发明一种实施方式的电压谐波补偿部分原理图；

[0071] 图13为本发明一种实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制装置结构示意图；

[0072] 图14为本发明一种实施方式的电压调理电路图；

[0073] 图15为本发明一种实施方式的电流调理转换电路图；

[0074] 图16为本发明一种实施方式的DSP最小系统和AD7656采样电路的电路连接图；

[0075] 图17为本发明一种实施方式的PWM驱动电路图。

具体实施方式

[0076] 下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

[0077] 一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法进行实施时，微电网结构框图如图1所示，可由多个分布式发电单元(DG)、多个电压源型逆变器(VSI)以及相应的线路阻抗组成；为了详细说明本实施方式中的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，本实施方式采用的微电网的主电路图如图2所示，其由两个分布式发电单元(DG)、两个并联的分别带有一套LCL滤波器的VSI和公共的由一个整流滤波电容器形成的本地非线性负载组成。本实施方式采用的微电网的单相分层结构框图如图3所示，本地非线性负载通过开关S2连接到微电网上。在孤岛模式下，开关SS是断开的，逆变器自动调节本地微电网的电压和频率，且公共连接点(PCC)的数据和逆变器的数据通过低带宽双向数据通道与MGCC之间进行交互。逆变器2的输出开关S1使逆变器在其连接PCC之前通过锁相环(PLL)跟踪本地电压,以防止突变情况的发生；

[0078] 微电网在孤岛模式运行下，微电网系统中的非线性负载将产生电压谐波和电压波动，通过实施本实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，使得逆变器输出的电压满足电网的要求，达到动态补偿扰动电压、同时滤除谐波电压的目的，最终得到更加稳定的输出电压。

[0079] 本实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法，控制框架图如图4所示及控制原理图如图5所示，包括一级控制和二级控制：

[0080] 一级控制回路如图6所示，由内环控制回路和外环控制回路构成，控制回路都是在两相静止αβ参考坐标系下构建的；内环控制回路由电压准比例-谐振控制环、电流准比例-谐振控制环和虚拟阻抗控制环三部分组成，如图7所示。一级控制通过外环控制中的功率计算和下垂控制下得到的输出电压以及二级控制中得到的每个逆变器引起的电压偏差值产生内环控制的输入参考电压，再经过内环控制中的虚拟阻抗环进行一次的电压谐波补偿、电压准比例-谐振控制对输入参考电压的无静差跟踪并将输出的参考电流和二级控制中得到的谐波参考电流同时作用产生电流准比例-谐振控制的输入参考电流，最后经过电流准比例-谐振控制，产生PWM控制信号，进而控制逆变器的输出电压来控制微电网电压；

[0081] 准比例-谐振控制器传输函数表达式为：

[0082]

[0083] Kp是比例系数，ki是谐振系数，ωc是谐振带宽频率，ωh是谐振频率。采用准比例-谐振传递函数的原因是，控制器中的系数和谐振带宽的共振频率可以受到较好的控制，而传统的比例谐振传递函数却引入了一个无限大的系数，这样会导致系统不稳定。电压、电流准比例-谐振控制框图如图8所示，根据(1)可以直接得到由式(2)表示的电压准比例-谐振控制传递函数和由式(3)表示的电流准比例-谐振控制传递函数。

[0084]

[0085]

[0086] 其中KPV和KPI是比例系数,kiVh和kiIh是谐波谐振比例系数,ωcVh和ωcIh是谐波谐振的带宽控制系数，ωh是谐波的谐振频率，h是谐波的次数。

[0087] 令公式(2)和(3)中h＝1，则表示准比例-谐振控制器只是对基波进行无精差跟踪控制。当然也可以同时设置多个h值来同时对多次谐波进行跟踪控制。此外，在虚拟阻抗控制环中，还可以通过虚拟阻抗回路选择相应的谐波补偿。综上所述，可以有选择性的组成各次谐波的双闭环控制系统。从图8可以得到双闭环控制系统的传递函数为：

[0088]

[0089] 式(4)还可以被简化为：

[0090] VC(s)＝G(s)Vref(s)-Zo(s)io       (5)

[0091] 式(5)中G(s)是电压电流传递函数，Zo(s)是输出阻抗传递函数。

[0092] 图8中，L1是逆变器侧的电感，C1是逆变器侧的滤波电容，Vref1是从下垂控制环输出的参考电压，iL是通过L1的电流，io是经过L1o的电流。式(4)中ZL(s)＝sL1，ZC(s)＝1/sC1。

[0093] 本实施方式中没有使用额外的有源或是无源滤波器去有选择的削弱公共连接点PCC处的谐波量，而是设置了一种虚拟阻抗环来抑制电压谐波。虚拟阻抗控制的基本原理是通过引入电容组件来产生一个大小相等、相位相反的电压信号来补偿由于非线性电感而产生的电压降。一般的通过LCL滤波器后逆变器的输出电压会得到有效的改善。图9(a)是逆变器经过LCL滤波器的简化戴维宁等效电路，而图9(b)是使用虚拟阻抗后的等效电路。图7则显示了虚拟阻抗与内部电压、电流双闭环形成的逆变器整体内环控制。而通过虚拟阻抗环后的输出电压可以表示为:

[0094]

[0095] 其中是 带有虚拟阻抗环的下垂控制输出的参考电压，Vref(s)被补偿后的输入比例谐振控制环的参考电压，Zd(s)是虚拟阻抗传递函数。

[0096] 因此，Vref(s)包含了由于虚拟阻抗所产生的相位相反的电容电压。另外，虚拟阻抗传递函数Zd(s)中带有一系列的带通滤波器，用来补偿上节中出现的各次电压谐波。Zd(s)表达式为：

[0097]

[0098] 式中kCh是谐振系数，ωch是谐振带宽频率，ωh是在h次谐波处的谐波频率。

[0099] 为了提高微电网的稳定性以及逆变器间功率的均衡分配，在虚拟阻抗环中加入一个阻尼电阻RV，RV对所有频率下的虚拟阻抗都能起作用，加入RV后Zd(s)表达式为：

[0100]

[0101] 本实施方式的一级控制包括如下具体过程：

[0102] 步骤A01：实时采集微电网在孤岛模式下运行过程中的信息；

[0103] 包括各个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc、各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc、各个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc；

[0104] 由于本实施方式的微电网具有两台VSI，如图4和图5所示，本实施方式分别以iL1abc、vC1abc、io1abc代表第一个VSI的三相电感电流iL1a,iL1b,iL1c、三相输出电压vC1a,vC1b,vC1c和三相输出电流io1a,io1b,io1c；分别以iL2abc、vC2abc、io2abc代表第一个VSI的三相电感电流iL2a,iL2b,iL2c、三相输出电压vC2a,vC2b,vC2c和三相输出电流io2a,io2b,io2c；

[0105] 步骤A02：将各个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc、各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc、各个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc进行三相/两相坐标变换处理，将abc坐标系下的三相瞬时电压和三相瞬时电流变换为αβ坐标系下的瞬时电压vCα,vCβ和瞬时电流iLα,iLβ、ioα,ioβ；

[0106] 同样由于本实施方式的微电网具有两台VSI，如附图4所示，本实施方式分别以vC1α,vC1β、iL1α,iL1β和io1α,io1β代表第一台VSI的αβ坐标系下的瞬时电感电流、瞬时输出电压和瞬时输出电流；分别以vC2α,vC2β、iL2α,iL2β和io2α,io2β代表第一台VSI的αβ坐标系下的瞬时电感电流、瞬时输出电压和瞬时输出电流；

[0107] 为绘图和表述方便，如图5所示，本发明分别以iL1αβ、vC1αβ、io1αβ代表第一个VSI的αβ坐标系下的瞬时电感电流iL1α,iL1β、瞬时输出电压vC1α,vC1β和瞬时输出电流io1α,io1β；分别以iL2αβ、vC2αβ、io2αβ代表第二个VSI的αβ坐标系下的瞬时电感电流iL2α,iL2β、瞬时输出电压vC2α,vC2β和瞬时输出电流io2α,io2β；

[0108] 步骤A03：将各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时输出电压vCα,vCβ和瞬时输出电流ioα,ioβ均输入到外环控制回路中，通过式(8)和式(9)分别计算出每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q；本实施方式为了将区分表示两个逆变器，分别以P1,P2代表第一逆变器输出的有功功率和第二逆变器输出的有功功率；分别以Q1,Q2代表第一逆变器输出的无功功率和第二逆变器输出的无功功率；

[0109] P＝vcαioα+vcβioβ         (8)

[0110] Q＝vcβioα-vcαioβ        (9)

[0111] 步骤A04：在微电网孤岛模式下，根据每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q，通过在外环控制回路中采用P-ω和Q-E下垂控制方法得到内环控制回路中电压准比例-谐振控制环的一个输入电压E和角频率ω，P-ω和Q-E下垂控制方法由式(10)和式(11)表示；
同样由于本实施方式的微电网具有两台VSI，因此，如图5所示，本实施方式具有两个外环控制回路和两个内环控制回路，并分别以E1和E2代表两个电压准比例-谐振控制环各自个输入电压；

[0112]

[0113]

[0114] 其中 为逆变器的有功功率的初始值； 为逆变器的无功功率的初始值；ω*为微电网角频率的参考值；E*为微电网电压参考值；Gp(s)＝smd+m和Gq(s)＝snd+n分别是有功功率下垂控制器和无功功率下垂控制器，m和n分别是P-ω和Q-E的下垂比例系数；在P-ω和Q-E下垂控制中使用PD控制，md和nd分别是P-ω和Q-E的下垂微分系数；d表示微分；由于积分项会导致微电网的不稳定，所以在P-ω和Q-E下垂控制中使用PD控制。在孤岛模式下，逆变器输出的有功功率和无功功率由负载所需决定，因此，逆变器的有功功率的初始值 和无功功率的初始值 均设置为0。P-ω和Q-E的各项下垂系数的设置都是以尽量跟踪微电网的E
和ω为依据。孤岛模式下微电网中下垂比例系数mn和nn(下标n表示微电网中的并联逆变器的个数)的设置由各自逆变器的最大容量决定。因此，mn和nn可以得到确定： 和
其中ΔωMax是允许的由逆变器引起的最大频率偏差，ΔEMax是允许的由逆变器
引起的最大电压偏差，PMax是逆变器输出的最大有功功率，QMax是逆变器输出的最大无功功率。这种情况下，微电网达到稳定状态时，各个逆变器有能力均衡分配有功功率和无功功率。逆变器之间均衡分配有功功率和无功功率的依据分别是m1P1＝m2P2＝…＝mnPn和n1Q1＝n2Q2＝…＝nnQn。

[0115] 步骤A05：在内环控制回路中求取电压准比例-谐振控制参考电压；

[0116] 步骤A05.1：将二级控制中得到的各逆变器分别引起的电压偏差值ΔE作为各电压准比例-谐振控制环的第二个输入电压，将用户预设的微电网电压参考值E*作为各电压准*比例-谐振控制环的第三个输入电压，通过式(12)分别计算出微电网电压参考值E的各偏
差值E'；同理，由于本实施方式的微电网具有两台VSI，因此，如图5所示，分别以E′1和E′2代表微电网电压参考值E*的第一偏差值E′1和第一偏差值E′2；

[0117] E'＝E*+ΔE-E       (12)

[0118] 其中E*为用户预设的微电网电压参考值；

[0119] 步骤A05.2：根据微电网电压参考值的各偏差值E'及角频率ω，通过式(13)计算出第一电压准比例-谐振控制参考电压值 本实施方式中针对两个VSI设置了两个内环控制回路，而每个内环控制回路中均具有电压准比例-谐振控制，因此，如图5所示，本实施方式通过式(13)得到两个第一电压准比例-谐振控制参考电压值

[0120]

[0121] 步骤A05.3：在各内环控制回路中进行虚拟阻抗控制，通过式(14)计算出第二电压准比例-谐振控制参考电压 作为一次谐波补偿的参考电压；同理，本实施方式可以得到两个二电压准比例-谐振控制参考电压

[0122]

[0123] 其中io(s)为每个逆变器的输出电流；Zd(s)为虚拟阻抗传递函数；

[0124] 步骤A05.4：根据第一电压准比例-谐振控制参考电压 和第二电压准比例-谐振控制参考电压 通过式(15)计算得到各电压准比例-谐振控制参考电压；如图5所示，本
实施方式得到两个电压准比例-谐振控制参考电压Vref1,Vref2；

[0125]

[0126] 步骤A06：在各内环控制回路中，以电压准比例-谐振控制参考电压为输入，进行电压准比例-谐振控制，通过式(16)得到电流准比例-谐振控制环的一个输入电流Iref；如图5所示，本实施方式得到两个电流准比例-谐振控制环的一个输入电流Iref1,Iref2；

[0127] Iref＝VrefGV(s)      (16)

[0128] 其中GV(s)为电压准比例谐振控制器的传递函数；

[0129] 步骤A07：将二级控制中得到的二次谐波补偿参考电流值 作为电流准比例-谐振控制环的第二个输入，αβ坐标系下的LCL滤波器瞬时电流iLα,iLβ作为电流准比例-谐振控制环的第三个输入，通过式(17)计算出电流准比例-谐振控制参考电流值 如
图5所示，本实施方式得到两个电流准比例-谐振控制参考电流值

[0130]

[0131] 步骤A08：在内环控制回路中，以电流准比例-谐振控制参考电流值 为输入，进行各电流准比例-谐振控制，由式(18)表示；

[0132]

[0133] 其中GI(s)为电流准比例谐振控制器的传递函数；

[0134] 步骤A09：根据电流准比例-谐振控制的输出结果及各个LCL滤波器的电感值和电容值，通过式(19)计算内环控制的输出电压VCα,VCβ，并经过两相/三相变换处理，将αβ坐标系下的瞬时电压VCα,VCβ变换为abc坐标系下的三相瞬时电压VCa,VCb,VCc，作为PWM载波电压；
为绘图和表示方便，如图5所示，本实施方式中分别以VC1αβ和VC2αβ代表一个内环控制回路的αβ坐标系下的瞬时电压VC1α,VC1β、另一个内环控制回路的αβ坐标系下的瞬时电压VC2α,VC2β；

[0135]

[0136] 其中ioαβ代表各个逆变器的αβ坐标系下的瞬时输出电流ioα,ioβ；ZL(s)为LCL滤波器的电感值；ZC(s)为LCL滤波器的电容值；

[0137] 步骤A10：根据用户选择的调制波和PWM载波电压生成PWM波形，控制逆变器开关的通断，进而控制逆变器的输出电压大小。

[0138] 本实施方式的二级控制包括电压恢复部分和谐波补偿部分；其中电压恢复部分，将一级控制中各个逆变器输出的无功功率以及由微电网波动电压产生的无功功率偏差值作为整体统一均分，并经过再次的下垂控制得到补偿电压，输入到一级控制中，从而使得微电网电压得到恢复；谐波补偿部分，经过对谐波的提取、补偿产生补偿电流，并输入到一级控制中的内环控制中作为二次谐波补偿的参考电流；

[0139] 由于一级控制中的下垂控制存在的各种影响因素，包括负载阻抗、连接微电网的逆变器的个数、下垂系数的设置值，最终都会导致电压和频率与额定值存在一定的偏差。更由于分散操作，逆变器只能测量本地的电压和电流，这样逆变器只能调节各自的输出电压和频率去补偿微电网，而不能实时的得到其它逆变器的反馈，最终不利于微电网的稳定。本实施方式采用在一级控制的基础上应用二级控制来弥补这个缺陷。

[0140] 本实施方式的电压恢复部分具体包括如下步骤：

[0141] 步骤B01：根据用户预设的微电网电压参考值E*和一级控制中计算出的微电网电*
压参考值E的偏差值E'，通过式(20)计算出每个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest；ΔQrest的出现将会抵消逆变器的部分输出电压，从而增加/减少微电网电压，起到恢复电压的作用。

[0142] ΔQrest＝kPE(E*-EMG)+kIE∫(E*-EMG)dt       (20)

[0143] 其中kPE和kIE分别是电压恢复PI控制器(如图10所示的PIE)的比例系数和积分系数；EMG为各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc的幅值，是通过低带宽通信通路传输给MGCC的；图10中的ω'C是LCL滤波电路的谐振频率。

[0144] 步骤B02：将在各个逆变器输出的无功功率Q与各个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest相加求和得到所有逆变器的无功功率总值Qtotal；

[0145] 逆变器将各自产生的无功功率输入到MGCC中，MGCC将在各个逆变器输出的无功功率Q与各个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest相加求和得到所有逆变器的无功功率总值Qtotal；

[0146] 步骤B03：通过MGCC将所有逆变器的无功功率总值Qtotal根据各个逆变器不同的Q-E下垂系数均衡分配给各个逆变器，由式(21)表示；

[0147]

[0148] 其中Q*表示逆变器分配到的无功功率，本实施方式分别以 表示本实施方式的第一逆变器分配到的无功功率和第二逆变器分配到的无功功率；nx是第x个逆变器的无功功率下垂系数， 是微电网中所有逆变器下垂系数倒数的总和；

[0149] 式(21)是一个通用方程来确定连接到微电网中逆变器所需的无功功率，适用于任何组合的下垂控制，不管逆变器的下垂系数是否相同。因此，当逆变器连接到微电网的瞬间，每个逆变器都必须将自己的下垂系数传输给MGCC，从而能确保无功功率准确分配。

[0150] 步骤B04：根据分配给每个逆变器的无功功率值和每个逆变器输出的无功功率，通过式(22)计算出由每个逆变器引起的电压偏差值ΔE，输入到一级控制中；如图5所示，本实施方式分别以ΔE1和ΔE2表示第一逆变器和第二逆变器分别引起的电压偏差值；

[0151] ΔE＝kPQS(Q*-Q)+kIQS∫(Q*-Q)dt         (22)

[0152] 其中kPQS和kIQS分别是PI控制器(如图10所示的PIQS)的比例系数和积分系数；

[0153] 每个逆变器输出的无功功率，通过PI控制器(如图10所示的PIQS)调节得到每个逆变器引起的电压偏差值ΔE，如图10所示。

[0154] 在一级控制中虽然采用虚拟阻抗回路可以削弱电压谐波，但是虚拟阻抗回路本身会引起系统不必要的震荡，并使得系统反应速度慢，因此，在二级控制中加入二次谐波补偿来进一步的抑制电压谐波。本实施方式的谐波补偿部分，如图12所示，具体包括如下步骤：

[0155] 步骤C01：分别以αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ和输出电流ioα,ioβ为输入，通过BPF分别提取出逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1，分别由式(23)和式(24)表示；

[0156] vCαβ,1＝vCαβ*BPF(s)        (23)

[0157] ioαβ,1＝ioαβ*BPF(s)         (24)

[0158] 其中，vCαβ,1代表提取出的逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1；ioαβ,1代表提取出的逆变器输出电流基波分量ioα,1,ioβ,1；

[0159] 为了检测出输出电压的基波分量，可以采用一个并联二阶广义积分器SOGI，SOGI的结构框图如图11(a)，ω是SOGI的谐振角频率。以SOGI为基础的二阶带通滤波器(BPF)来提取出基波分量，结构框图如图11(b)，传递函数为：

[0160]

[0161] 其中X代表电压或是电流；j代表α或β，1代表基波分量，ω*代表微电网角频率的参考值，k决定带通滤波器带宽的常量。

[0162] 步骤C02：根据αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ、输出电流ioα,ioβ分别与逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1的差值，得到逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ及其有效值vharm,rms、电流谐波分量iharmα,iharmβ及其有效值iharm,rms；

[0163] 步骤C03：根据逆变器输出电压谐波分量有效值vharm,rms和电流谐波分量有效值iharm,rms，通过式(26)计算出谐波失真功率(HDP)；

[0164] HDP＝3*vharm,rms*iharm,rms         (26)

[0165] 步骤C04：根据逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ、谐波失真功率(HDP)和谐波补偿系数(HCG)，通过式(19)计算出二次谐波补偿参考电流值

[0166]

[0167] 本实施方式提出的谐波失真功率HDP用来表示高次谐波的功率；由式(27)可以看出HDP和HCG的大小与补偿量成正比。选取合适的HCG确保补偿量不会超过逆变器的承载容量，也不会导致控制系统的不稳定。

[0168] 采用本实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法可以通过一种带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制系统实现，该系统包括如下模块：

[0169] 信息采集模块：实时采集微电网在孤岛模式下运行过程中的各个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc、各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc、各个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc；

[0170] 参数赋值模块：用于参数赋值，包括每个逆变器的有功功率的初始值P*和无功功率的初始值Q*、微电网角频率的参考值ω*、微电网电压的参考值E*和谐波补偿系数HCG；每个逆变器的有功功率的初始值 和无功功率的初始值 均设置为0；

[0171] 坐标系变换模块：用于将各个LCL滤波器的三相电感电流iLa,iLb,iLc、各个逆变器的三相输出电压vCa,vCb,vCc、各个逆变器的三相输出电流ioa,iob,ioc进行三相/两相坐标变换处理，将abc坐标系下的三相瞬时电压和三相瞬时电流变换为αβ坐标系下的瞬时电压vCα,vCβ和瞬时电流iLα,iLβ；ioα,ioβ；对PWM载波电压计算模块计算出的控制系统的输出电压VCα,VCβ进行两相/三相坐标变换处理，将αβ坐标系下的瞬时电压VCα,VCβ变换为abc坐标系下的三相瞬时电压VCa,VCb,VCc；

[0172] 功率计算模块：根据αβ坐标系下的瞬时电压vCα,vCβ和瞬时电流ioα,ioβ，分别计算出每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q；根据逆变器输出电压电流谐波分量模块计算的逆变器输出电压谐波分量有效值vharm,rms和电流谐波分量有效值iharm,rms，计算出谐波失真功率(HDP)；

[0173] 下垂控制模块：在微电网孤岛模式下，根据功率计算模块计算出的每个逆变器输出的有功功率P和无功功率Q，通过P-ω和Q-E下垂控制方法得到第一电压E和角频率ω；

[0174] 微电网电压恢复模块：根据参数赋值模块中的微电网电压参考值E*和电压准比例-谐振控制器中计算出的微电网电压参考值的偏差值E'，计算出每个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest；

[0175] 逆变器无功功率补偿模块：将各个逆变器输出的无功功率Q与各个逆变器的无功功率偏差值ΔQrest相加求和得到所有逆变器的无功功率总值Qtotal；通过MGCC将所有逆变器的无功功率总值Qtotal根据各个逆变器不同的Q-E下垂系数均衡分配给各个逆变器；再根据分配给每个逆变器的无功功率值Q*和每个逆变器输出的无功功率Q，计算出由每个逆变器引起的电压偏差值ΔE；

[0176] 电压准比例-谐振控制器：由微电网电压参考值E*与逆变器引起的电压偏差值ΔE相加后，再减去下垂控制模块计算出的第一电压E得到微电网电压参考值的偏差值E'，再结合角频率ω计算出第一电压参考值

[0177] 逆变器输出电压电流基波分量检测模块：以αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ和输出电流ioα,ioβ为输入，通过BPF提取出逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1；

[0178] 逆变器输出电压电流谐波分量检测模块：根据αβ坐标系下每个逆变器的输出电压vCα,vCβ、输出电流ioα,ioβ分别与逆变器输出电压基波分量vCα,1,vCβ,1、电流基波分量ioα,1,ioβ,1的差值，得到逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ及其有效值vharm,rms、电流谐波分量iharmα,iharmβ及其有效值iharm,rms；

[0179] 谐波补偿参考电流模块：根据逆变器输出电压谐波分量vharmα,vharmβ、谐波失真功率HDP和谐波补偿系数HCG，计算出谐波补偿参考电流

[0180] 电流准比例-谐振控制器：根据电压准比例-谐振参考电压计算模块计算的第一电压参考值 虚拟阻抗模块计算的第一电压参考值的偏差值 以及电压准比例-谐振控制器的传递函数GV(s)，计算出电流准比例-谐振第一参考电流值Iref后，再分别与谐波补偿参考电流模块计算出的谐波补偿参考电流值 和坐标系变换模块转换出的每个
LCL滤波器的电感电流iLα,iLβ相减，得到电流准比例-谐振参考电流值

[0181] 虚拟阻抗模块：根据αβ坐标系下每个逆变器的输出电流ioα,ioβ和虚拟阻抗传递函数Zd(s)，计算出第一电压参考值的偏差值

[0182] PWM载波电压计算模块：根据电流准比例-谐振参考电流值 电流准比例-谐振控制器的传递函数GI(s)、αβ坐标系下每个逆变器的输出电流ioα,ioβ和每个LCL滤波器的电感值ZL(s)和电容值ZC(s)，计算出该控制系统的输出电压VCα,VCβ，作为PWM载波电压；

[0183] PWM生成模块：根据用户选择的调制波和经过坐标系变换模块转换后的abc坐标系下的PWM载波电压，生成用于控制逆变器开关通断的PWM波形。

[0184] 本实施方式的带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制方法采用带电压谐波补偿的微电网电压扰动控制装置实现。如图13所示，该装置包括：电压调理电路、电流调理转换电路、AD7656采样电路、DSP和PWM(脉冲宽度调制)驱动电路。本实施方式采用的是
F28M35H52C系列的DSP(数字信号处理器)，用来作为装置的核心控制单元，该处理器包含主程序模块、串口通信模块、PWM生成模块和AD采样模块。以一侧逆变器的控制为例，通过电压互感器(PT)将微电网三相电压vC1降压，经由电压调理电路再将vC1减小或缓冲为DSP所能接受的信号，并将电压信号送到AD7656采样电路中进行采样；通过电流互感器(CT)将逆变器侧的电感电流iL1和逆变器输出电流io1变流，再经由电流调理转换电路先将电流转换为电压再进行和电压调理电路一样的过程，最终将由电感电流iL1转换来的电压信号送到DSP中的AD采样电路，将由输出电流io1转换来的电压信号送到AD7656采样电路中进行采样，将采样到的电压信号输入到DSP中，再根据DSP中的主程序控制输入信号并输出相应的PWM脉冲信号，进而控制PWM驱动电路输出，使逆变器分别输出相应的电压，控制微电网中的扰动电压和谐波电压，最终实现微电网的稳定。

[0185] 附图14为电压调理电路原理图，本实施方式的电压调理电路主要由三级组成，第一级为电压跟随器、第二级为反相比例放大器、第三级为加法器。以采集公共电网电压vC1a为例说明，vC1a的电压幅值为311V，通过PE2812-I-E62电压互感器(PT)将三相电压vC1a降压再经过电阻分压(幅值降为6.36V)后送到P1接口，经过电压调理电路后送到DSP中的电压信号为0～+2.14V，为了保证输出电压不超过DSP的安全电压+3.3V，在调理电路末端并上DAN217模块。电压采样调理电路输出端连接AD7656采样电路的V1端口，同理，vC1b、vC1c分别对应AD7656采样电路的V2、V3端口。

[0186] 附图15为电流转换调理电路原理图，本实施方式的电流转换调理电路与电压调理电路的原理相同。本实施方式以采集电感电流iL1a、逆变器输出电流io1a为例说明，电感电流iL1a和输出电流io1a经过LT-308电流互感器(CT)的检测，输出的电流信号送到P2接口，经过电阻把电流信号转换成幅值为2.36V的正弦电压信号，再经过调理电路的三级处理后输出0～+2.14V的电压信号，为了保证输出电压不超过DSP的安全电压+3.3V，在调理电路末端同样并上DAN217模块。而由电感电流iL1a转换而来的电压信号的输出端连接到DSPAD采样电路中的ADC1A0端口，由输出电流io1a转换而来的电压信号的输出端连接到AD7656采样电路的V4端口，同理，iL1b、iL1c分别对应DSPAD采样电路中的ADC控制电路；

[0187] 附图16所示的为该装置的核心部分DSP F28M35H52C最小系统和采样电路AD7656。DSP最小系统包括：DSPF28M35H52C芯片，晶振电路，复位电路。图16中，V1-V6为采样电路AD7656转换模块的输入端口，这些端口信号来源于交流电压采样调理电路和交流电流采样调理电路的输出电流，ADC1A0-ADC1A3为DSP内部的AD转换模块的输入端口。AD7656和DSP采集到的模拟信号经过AD转换模块转换后，得到与模拟信号相对应的数字信号。系统控制程序根据这些数字信号计算出相应的PWM控制信号PWM1-PWM6，这些PWM信号通过DSP的C_
EPWM1A-C_EPWM3A和C_EPWM1B-C_EPWM3B送到PWM驱动电路中。

[0188] 本实施方式中的PWM驱动电路采用的是IGBT生产厂家英飞凌(Infineon)提供的驱动模块，其原理图如图17所示。DSP输出的PWM脉冲需要进一步放大，达到一定幅值后才能驱动IGBT。PWM驱动电路的主要作用就是抬高PWM脉冲电压，使其可以直接驱动IGBT，控制IGBT通断，改变变换器输出电压。

[0189] 图17中WRB2415为直流电源模块，作用是将24V电压转换为15V，为MIC315芯片供电。MIC315芯片的作用是将DSP输出的PWM信号PWM1-PWM6信号升压至15V，转换为ATOP至
CBOT信号送至LT3955 PWM GENERATOR芯片。以逆变器A相PWM信号转换为例，LT3955 PWM GENERATOR芯片将A相上桥臂PWM信号ATOP、A相下桥臂PWM信号ABOT，转化为可以直接驱动IGBT的CTOP、GTOP、ETOP和CBOT、GBOT、EBOT信号。