一种二次谐波电流补偿器及其控制方法

摘要

本发明提出一种二次谐波电流补偿器及其控制方法。二次谐波补偿器由主功率电路及其控制电路组成，其中，主功率电路由同步整流Buck变换器、输入电压采样电路、输出电压采样电路以及电流采样电路组成，控制电路包括单周期控制器、第一加法器、第二加法器、除法器、乘法器、电压调节器。二次谐波电流补偿器采用所提出的单周期控制方法进行控制，该控制方法以同步整流Buck变换器的主管电流采样信号和采样偏置电压之和作为单周期控制变量，以补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流、电压调节器的输出以及基准偏置电压之和作为单周期控制变量的基准，可以使补偿器稳定可靠地工作，具有很好的二次谐波电流补偿效果，且补偿效果不受工况影响。

权利要求

1.一种二次谐波电流补偿器，该补偿器由主功率电路及其控制电路组成，其中，主功率电路包括同步整流Buck变换器、输入电压采样电路、输出电压采样电路以及电流采样电路，所述同步整流Buck变换器由主管、辅管、滤波电感和储能电容组成，其特征是：控制电路包括单周期控制器、第一加法器、第二加法器、除法器、乘法器Mul2和电压调节器；所述的单周期控制器包括积分器、反相器、比较器和触发器；

其中，第一加法器的两个输入端分别连接主功率电路中的电流采样电路和控制电路中所设定的采样偏置电压isbias，第一加法器的输出连接单周期控制器中的积分器的输入端；

第二加法器的三个输入端分别连接乘法器Mul2的输出端、电压调节器的输出端和二次谐波电流基准iSHC，第二加法器的输出端连接单周期控制器中的比较器的输入端；除法器的两个输入端分别连接主功率电路中的输入电压采样电路和输出电压采样电路，输出端连接乘法器Mul2的输入端；乘法器Mul2的两个输入端分别连接除法器的输出端和采样偏置电压isbias；电压调节器的输入端连接输出电压采样电路，输出端连接第二加法器的其中一个输入端；

主功率电路中的电流采样电路与控制电路中的第一加法器相连接，单周期控制器输出的主管和辅管的驱动信号分别与同步整流Buck变换器中主管和辅管的栅极相连接。

2.根据权利要求1所述二次谐波电流补偿器，其特征是：

第一加法器由运放1#、电阻R1、R2、R3和R4组成，其中，R1的一端连接至运放1#的反相输入端，另一端接地；R2的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至主功率电路中的电流采样电路；R3的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至控制电路中所设定的采样偏置电压isbais；R4跨接于运放1#的反相输入端和输出端之间；第一加法器的输出为单周期控制变量，连接至单周期控制器中积分器的输入端。

3.根据权利要求1或2所述二次谐波电流补偿器，其特征是：

第二加法器由运放4#，电阻R9、R10、R11、R12和R13组成，其中，R9的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至电压调节器的输出端；R10的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至控制电路中设定的补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准iSHC；R11的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至乘法器Mul2的输出端；R12的一端连接至运放4#的反相输入端，另一端接地；R13跨接于运放4#的反相输入端和输出端之间；第二加法器的输出为单周期控制变量的基准，连接至单周期控制器中比较器的输入端。

4.根据权利要求3所述二次谐波电流补偿器，其特征是：除法器由运放2#，乘法器Mul1和Mul3以及电阻R5和R6组成，其中，Mul1的一个输入端与运放2#的输出端相连接，另一个输入端连接至主功率电路中的输入电压采样电路，输出端与R6串联连接，R6的另一端连接于运放2#的反相输入端，R5的一端连接至运放2#的反相输入端，另一端连接至-1V基准，Mul3的一个输入端连接至运放2#的输出端，另一个输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输出信号接入乘法器Mul2的一个输入端，Mul2的另一个输入端连接至第一加法器中的R3，输出基准偏置电压irbais连接至第二加法器的电阻R11的另一端。

5.根据权利要求3所述二次谐波电流补偿器，其特征是：

电压调节器由运放3#，电阻R7和R8以及电容C1组成，其中R7的右端连接至运放3#的反相输入端，左端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，电阻R8和电容C1串联后并接于运放

3#的反相输入端和输出端之间，运放3#的同相输入端与控制电路中设定的输出电压的基准信号vref相连，电压调节器的输出端连接至第二加法器的电阻R9；控制电路中设定的输出电压基准信号vref为输出电压的平均值基准信号或输出电压的最大值基准信号，当为输出电压的最大值基准信号时，需要在控制电路中加入峰值检测电路，该峰值检测电路包括检测电阻Rp、检测电容Cp和二极管Dp，其中，Rp和Cp并联连接，其一端连接至电阻R7左端，另一端连接至地；二极管Dp的阳极连接至主功率电路中的输出电压采样电路，阴极连接至电阻R7左端。

6.根据权利要求1所述二次谐波电流补偿器，其特征是：

储能电容采用薄膜电容，储能电容的取值VCs与储能电容电压的最大值VCs_max、储能电容电压的脉动大小ΔvCs、补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流的频率f2nd以及所需吸收或提供的脉动功率PSHC有关，并满足如下关系式：取定VCs_max和ΔvCs，再将给定的f2nd和PSHC代入上式，即可得到储能电容Cs的取值，

7.根据权利要求6所述二次谐波电流补偿器，其特征是：

滤波电感Ls的下限取值由滤波电感电流脉动大小决定，其表达式为

滤波电感的上限取值由二次谐波电流的跟踪能力决定，其表达式为

式中vbus是补偿器的输入电压，vCs是储能电容电容，fs为补偿器的开关频率，PSHC为补偿器所需吸收或提供的脉动功率，iLs_SHC是滤波电感中的二次谐波电流分量，i'Ls_SHC(t)为iLs_SHC(t)的导函数。

8.根据权利要求1所述二次谐波电流补偿器，其特征在于：所述同步整流Buck变换器工作于CCM模式，由主管、辅管、滤波电感和储能电容组成，其中，主管连接于补偿器的输入电压正极和滤波电感Ls之间，辅管连接于主管的源极和输入电压的负极之间，储能电容Cs连接于滤波电感Ls和输入电压的负极之间；所述输入电压采样电路并联于补偿器的输入正负极之间；所述输出电压采样电路并联于储能电容两端；所述电流采样电路串联于主管电流回路中。

9.根据权利要求1所述二次谐波电流补偿器，其特征在于：所述的电压调节器采用比例-积分调节器，亦可以采用双极点双零点型或比例-积分调节器级联带阻滤波器型的补偿网络。

10.权利要求1-9之一所述二次谐波电流补偿器的单周期控制方法，包括如下步骤：

a、响应单周期控制器中时钟的上升沿，同步整流Buck变换器中的主管开通，辅管关断；

b、主功率电路中的电流采样电路采样主管电流信号，并配置一个恒定的采样偏置电压，使二者之和在全负载范围内恒大于0，并将二者之和作为单周期控制变量；

c、除法器实时计算补偿器主管的占空比，将所述占空比通过乘法器Mul2与上述恒定的采样偏置电压相乘，得到一个基准偏置电压；

d、利用第二加法器将补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准、电压调节器的输出以及所述的基准偏置电压相加，得到单周期控制变量的基准；

e、单周期控制器中的积分器对所述的单周期控制变量进行积分，当积分值与所述的单周期控制变量的基准相等时，单周期控制器中比较器的输出状态翻转，触发器复位，同步整流Buck变换器的主管关断，辅管开通，直到单周期控制器中下一个时钟到来，补偿器重复上述步骤工作。

说明书

一种二次谐波电流补偿器及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种二次谐波电流补偿器，该补偿器可以用来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流或提供逆变器输入电流中的二次谐波电流，属于电力电子变换与控制技术领域。

背景技术

[0002] 单相功率因数校正(PFC)变换器和单相逆变器被广泛应用于中小功率场合，其中单相PFC变换器是连接交流输入源与直流负载之间的电能变换装置，而单相逆变器则是连接直流输入源与交流负载或交流电网的重要接口。

[0003] 对单相PFC变换器而言，其瞬时输入功率以二倍输入电压频率脉动，由于输出为平直的电压，因而其输出电流中存在二倍输出电压频率的脉动电流，即所谓的二次谐波电流；而对单相逆变器来说，其瞬时输出功率以二倍输出电压频率脉动，由于输入为平直的电压，因而其输入电流中也存在二次谐波电流。二次谐波电流将对直流负载或直流输入源的工作性能产生不利的影响。若使用单相PFC变换器驱动LED，则PFC变换器输出电流中的二次谐波电流将导致LED频闪，进而对人眼造成伤害。若单相逆变器的输入源为光伏电池，则逆变器输入电流中的二次谐波电流将导致光伏电池的输出功率在最大功率点附近振荡，降低MPPT的效率，进而降低太阳能的利用率。若单相逆变器的输入源为燃料电池或蓄电池，则逆变器输入电流中的二次谐波电流将降低电池的能量转换效率，增大电池的发热量并缩短电池的使用寿命。因此，为了降低二次谐波电流对LED等直流负载产生的不利影响，并提高光伏电池、燃料电池、蓄电池等其他直流输入源的利用效率，需要抑制甚至是消除单相PFC变换器和单相逆变器中的二次谐波电流。

[0004] 对于单级式单相PFC变换器和单相逆变器，增大直流负载侧或直流输入源侧的电容有利于减小二次谐波电流；对于两级式单相PFC变换器和单相逆变器，还可以通过增大中间母线电容的方法来减小二次谐波电流。然而，由于所需的电容容量通常较大，一般需要选用储能密度较高的电解电容。但电解电容的使用寿命只有几千小时，而且随温度的升高而缩短，是制约变换器可靠性及使用寿命的主要元件。

[0005] 为了抑制和消除二次谐波电流，还可以在直流负载侧、直流输入源侧或中间直流母线上并联一个二次谐波电流补偿器，利用它来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流或提供逆变器输入电流中的二次谐波电流。尽管二次谐波电流补偿器中也需要一个储能电容，但该储能电容两端的电压脉动可适当增加，从而可以大幅减小储能电容的容量，进而使用寿命较长的薄膜电容来代替电解电容作为储能电容，由此提高变换器的可靠性和使用寿命。

[0006] 根据PFC变换器和逆变器的功率等级以及输入输出电压大小，二次谐波电流补偿器可选择不同的电路拓扑。为了获得较好的二次谐波电流补偿效果，补偿器的控制方法至关重要。Krein P等在“Minimum energy and capacitance requirements for single-phase inverters and rectifiers using a ripple port[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27(11):4690–4698.”中使用全桥逆变器作为二次谐波电流补偿器，推导了当补偿器完全提供逆变器输入电流中的二次谐波电流时，输出储能电容电压的瞬时表达式，并将此作为储能电容电压的基准。这样，只要控制储能电容电压跟踪该电压基准即可获得较好的二次谐波电流补偿效果。然而，该电压基准的幅值与逆变器的输出功率和储能电容的容量大小相关，电压基准的相位需与逆变器输出电压的相位满足严格的数量关系，因而获取该电压基准较为复杂，需要实时计算逆变器的输出功率，并对储能电容电压进行锁相控制。与此同时，储能电容的容量大小会随环境温度和电容两端的耐压发生变化，因而工况的变化会影响二次谐波电流的补偿效果。Wang R和Wang F等在“A high power density single-phase PWM rectifier with active ripple energy storage[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2011,26(5):1430–1443.”中使用工作于DCM模式的双向Buck/boost变换器作为二次谐波电流补偿器，并推导了开关管的占空比随二次谐波电流基准的变化规律。这样，直接控制开关管的占空比按所推导得到的规律变化，即可使补偿器的输入电流在一个开关周期内的平均值跟踪二次谐波电流基准。然而，开关管占空比的变化规律与补偿器中输出滤波电感的感值有关，而电感的感值会随环境温度和负载电流变化而变化，因而，二次谐波电流的补偿效果会受环境温度和负载大小的影响。此外，补偿器工作于DCM模式，开关管中电流的峰值和有效值均较高，补偿器的导通损耗较大。采用类似的控制方法，Cao X和Zhong Q等在“Ripple eliminatorto smooth dc-bus voltage and reduce the total capacitance required[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2015,62(4):2224–2235.”中使用工作于DCM模式的双向Buck-boost变换器作为二次谐波电流补偿器，也获得了较好的二次谐波电流补偿效果。但是二次谐波电流的补偿效果同样受环境温度和负载大小的影响。由于负载侧和储能电容侧是非直接能量传递，因而补偿器的损耗还会略有增加。

[0007] 因此，需要寻找一种新的无电解电容的二次谐波补偿器，使该补偿器具有较好的二次谐波电流补偿效果，而且补偿效果不受工况的影响。为了降低补偿器对PFC变换器或逆变器整机效率的影响，补偿器的损耗还应尽可能小。

发明内容

[0008] 本发明的目的是提出一种采用单周期控制的无电解电容二次谐波电流补偿器，该补偿器可以用来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流或提供逆变器输入电流中的二次谐波电流。

[0009] 本发明的另一目的是提供一种单周期控制方法。

[0010] 一种二次谐波电流补偿器，该补偿器由主功率电路及其控制电路组成，其中，主功率电路包括同步整流Buck变换器、输入电压采样电路、输出电压采样电路以及电流采样电路，所述同步整流Buck变换器由主管、辅管、滤波电感和储能电容组成，其特征是：

[0011] 控制电路包括单周期控制器、第一加法器、第二加法器、除法器、乘法器和电压调节器；所述的单周期控制器包括积分器、反相器、比较器和触发器；

[0012] 主功率电路中的输入电压采样电路和输出电压采样电路分别与控制电路中的除法器和电压调节器相连接，主功率电路中的电流采样电路与控制电路中的第一加法器相连接，单周期控制器输出的主管和辅管的驱动信号分别与同步整流Buck变换器中主管和辅管的栅极相连接。

[0013] 本发明的进一步设计在于：

[0014] 第一加法器由运放1#、电阻R1、R2、R3和R4组成，其中，R1的一端连接至运放1#的反相输入端，另一端接地；R2的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至主功率电路中的电流采样电路；R3的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至控制电路中所设定的采样偏置电压isbais；R4跨接于运放1#的反相输入端和输出端之间；第一加法器的输出为单周期控制变量，连接至单周期控制器中积分器的输入端。

[0015] 第二加法器由运放4#，电阻R9、R10、R11、R12和R13组成，其中，R9的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至电压调节器的输出端；R10的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至控制电路中设定的补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准iSHC；R11的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至乘法器Mul2的输出端；R12的一端连接至运放4#的反相输入端，另一端接地；R13跨接于运放4#的反相输入端和输出端之间；第二加法器的输出为单周期控制变量的基准，连接至单周期控制器中比较器的输入端。

[0016] 除法器由运放2#，乘法器Mul1和Mul3以及电阻R5和R6组成，其中，Mul1的一个输入端与运放2#的输出端相连接，另一个输入端连接至主功率电路中的输入电压采样电路，输出端与R6串联连接，R6的另一端连接于运放2#的反相输入端，R5的一端连接至运放2#的反相输入端，另一端连接至-1V基准，Mul3的一个输入端连接至运放2#的输出端，另一个输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输出信号(实时计算得到的占空比)接入乘法器Mul2的一个输入端，Mul2的另一个输入端连接至第一加法器中的R3，输出基准偏置电压irbais连接至第二加法器的电阻R11。

[0017] 电压调节器由运放3#，电阻R7和R8以及电容C1组成，其中R7的一端连接至运放3#的反相输入端，另一端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，电阻R8和电容C1串联后并接于运放3#的反相输入端和输出端之间，运放3#的同相输入端与控制电路中设定的输出电压的基准信号vref相连，电压调节器的输出端连接至第二加法器的电阻R9。

[0018] 储能电容采用薄膜电容，其两端有较大的电压脉动。储能电容的取值VCs与储能电容电压的最大值VCs_max、储能电容电压的脉动大小△vCs、补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流的频率f2nd以及所需吸收或提供的脉动功率PSHC有关(f2nd和PSHC预先给定)，并满足如下关系式：

[0019]

[0020] 取定VCs_max和△vCs，再将给定的f2nd和PSHC代入上式，即可得到储能电容的取值。注意，

[0021] 滤波电感的设计与常规设计不同，除需限制电感电流的脉动大小外，还需考虑二次谐波电流的跟踪能力。滤波电感的下限取值Ls由滤波电感电流脉动大小决定，其表达式为

[0022]

[0023] 滤波电感的上限取值由二次谐波电流的跟踪能力决定，其表达式为

[0024]

[0025] 式中vbus是补偿器的输入电压，vCs是储能电容电容，fs为补偿器的开关频率，PSHC为补偿器所需吸收或提供的脉动功率，iLs_SHC是滤波电感中的二次谐波电流分量，i'Ls_SHC(t)为iLs_SHC(t)的导函数。

[0026] 所述同步整流Buck变换器工作于CCM模式，由主管、辅管、滤波电感和储能电容组成，其中，主管连接于补偿器的输入电压正极和滤波电感Ls之间，辅管连接于主管的源极和输入电压的负极之间，储能电容Cs连接于滤波电感Ls和输入电压的负极之间；所述输入电压采样电路并联于补偿器的输入正负极之间；所述输出电压采样电路并联于储能电容两端；所述电流采样电路串联于主管电流回路中。

[0027] 所述的电压调节器采用的是比例-积分调节器、双极点双零点型补偿网络或比例-积分调节器级联带阻滤波器型补偿网络。其作用是将补偿器的输出电压采样信号与输出电压基准相比较，并将比较产生的误差信号放大，输出至第二加法器。输出电压基准既可以是输出电压的平均值基准，亦可以是输出电压的最大值基准。相比于控制输出电压的平均值，控制输出电压的最大值能够提高补偿器轻载工作时输入输出侧的直接能量传递比重，可以减小补偿器的轻载损耗，但此时需要在控制电路中加入峰值检测电路。该峰值检测电路包括检测电阻Rp、检测电容Cp和二极管Dp，其中，Rp和Cp并联连接，其一端连接至电阻R7，另一端连接至地；二极管Dp的阳极连接至主功率电路中的输出电压采样电路，阴极连接至电阻R7。

[0028] 适用于二次谐波电流补偿器的单周期控制方法，包括如下步骤：

[0029] a、响应单周期控制器中时钟的上升沿，同步整流Buck变换器中的主管开通，辅管关断；

[0030] b、主功率电路中的电流采样电路采样主管电流信号，并配置一个恒定的采样偏置电压，使二者之和在全负载范围内恒大于0，并将二者之和作为单周期控制变量；

[0031] c、除法器实时计算补偿器主管的占空比，将其通过乘法器与上述恒定的采样偏置电压相乘，得到一个基准偏置电压；

[0032] d、利用第二加法器将补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准、电压调节器的输出以及所述的基准偏置电压相加，得到单周期控制变量的基准；

[0033] e、单周期控制器中的积分器对所述的单周期控制变量进行积分，当积分值与所述的单周期控制变量的基准相等时，单周期控制器中比较器的输出状态翻转，触发器复位，同步整流Buck变换器的主管关断，辅管开通，直到单周期控制器中下一个时钟到来，补偿器重复上述步骤工作。

[0034] 由于上述采样偏置电压在一个开关周期内的积分值与基准偏置电压相等，而电压调节器的输出近似为0，故主管电流在一个开关周期内的积分值，即主管电流在一个开关周期内的平均值等于补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流。这样，采用本发明所提出的单周期控制方法，能够使补偿器具有较好的二次谐波电流补偿效果。

[0035] 本发明设计的二次谐波电流补偿器，可以并联在直流负载侧、直流输入源侧或中间直流母线上，用来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流或提供逆变器输入电流中的二次谐波电流。

[0036] 本发明与现有技术相比，其主要特点如下：

[0037] 1.本发明所提出的补偿器工作于CCM模式，开关管中电流的峰值和有效值较低，补偿器的导通损耗较小；

[0038] 2.本发明设计的二次谐波电流补偿器采用无电解电容设计，该补偿器具有很好的二次谐波电流补偿效果，而且工况对补偿效果影响很小。

[0039] 3.本发明所提出的单周期控制方法可以克服现有基本单周期控制方法因在补偿器工作于放电模式时对电感电流扰动不收敛而导致补偿器无法稳定工作的缺陷，使得补偿器可以在充电模式和放电模式下均稳定可靠地工作。

附图说明

[0040] 附图1是本发明中同步整流Buck变换器的原理图。

[0041] 附图2分为附图2-1、2-2、2-3和2-4，是同步整流Buck变换器在不同工作模式下的等效电路图。

[0042] 附图2-1是同步整流Buck变换器工作于充电模式，主管开通、辅管关断时的等效电路图；

[0043] 附图2-2是同步整流Buck变换器工作于充电模式，主管关断、辅管开通时的等效电路图；

[0044] 附图2-3是同步整流Buck变换器工作于放电模式，主管开通、辅管关断时的等效电路图；

[0045] 附图2-4为同步整流Buck变换器工作于放电模式，主管关断、辅管开通时的等效电路图。

[0046] 附图2-1、2-2、2-3和2-4中的实线表示该工作模态下有电流流过，虚线表示该工作模态下无电流流过。

[0047] 附图3分为附图3-1、3-2，是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在不同工作模式下的主要工作波形。

[0048] 附图3-1是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在充电模式下的主要工作波形；

[0049] 附图3-2是采用基本单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在放电模式下的主要工作波形。

[0050] 附图3-1、3-2中的实线是补偿器的稳态工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动后的工作波形。

[0051] 附图4分为附图4-1、4-2，是采用本发明所提出的单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在不同工作模式下的主要工作波形。

[0052] 附图4-1是采用单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在充电模式下的主要工作波形；

[0053] 附图4-2是采用单周期控制方法进行控制时，二次谐波电流补偿器在放电模式下的主要工作波形。

[0054] 附图4-1、4-2中的实线是补偿器的稳态工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动后的工作波形。

[0055] 附图5是二次谐波电流补偿器中控制电路的原理图，其中储能电容的输出电压采用平均值控制。

[0056] 附图6是输出电压采用平均值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作波形。

[0057] 附图7是输出电压采用最大值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作波形。

[0058] 附图8是本二次谐波电流补偿器中控制电路的另一种原理图，其中储能电容的输出电压采用最大值控制。

[0059] 附图9是设计实例的电路原理图。

[0060] 附图10-1、10-2、10-3和10-4，是二次谐波电流补偿器稳态工作时的仿真波形，其中输出电压采用的是平均值控制。

[0061] 附图10-1是补偿器在10％载工作时，二次谐波电流基准iSHC、补偿器实际吸收或提供的二次谐波电流iQa1_SHC、误差量err和储能电容电压vCs的仿真波形；

[0062] 附图10-2是补偿器在10％载工作时，反映单周期控制电路工作特征的仿真波形；

[0063] 附图10-3是补偿器在满载工作时，二次谐波电流基准iSHC、补偿器实际吸收或提供的二次谐波电流iQa1_SHC、误差量err和储能电容电压vCs的仿真波形；

[0064] 附图10-4是补偿器在满载工作时，反映单周期控制电路工作特征的仿真波形。

[0065] 附图11-1、11-2、11-3和11-4，是二次谐波电流补偿器稳态工作时的仿真波形，其中输出电压采用的是最大值控制。

[0066] 附图11-1是补偿器在10％载工作时，二次谐波电流基准iSHC、补偿器实际吸收或提供的二次谐波电流iQa1_SHC、误差量err和储能电容电压vCs的仿真波形；

[0067] 附图11-2是补偿器在10％载工作时，反映单周期控制电路工作特征的仿真波形；

[0068] 附图11-3是补偿器在满载工作时，二次谐波电流基准iSHC、补偿器实际吸收或提供的二次谐波电流iQa1_SHC、误差量err和储能电容电压vCs的仿真波形；

[0069] 附图11-4是补偿器在满载工作时，反映单周期控制电路工作特征的仿真波形。

[0070] 附图12-1、12-2、12-3和12-4，是二次谐波电流补偿器的应用实例。

[0071] 附图12-1是补偿器并联于单级式单相逆变器的直流输入侧；

[0072] 附图12-2是补偿器并联于两级式单相逆变器的中间直流母线两端；

[0073] 附图12-3是补偿器并联于单级式单相PFC变换器的直流输出侧；

[0074] 附图12-4是补偿器并联于两级式单相PFC变换器的中间直流母线两端。

[0075] 上述附图中的主要符号名称：Qa1是补偿器的主管，Qa2是补偿器的辅管，Ls为滤波电感,Cs为储能电容，vbus和vCs分别是补偿器的输入和输出电压，vCs_min、vCs_ave和vCs_max分别是输出电压的最小值、平均值和最大值，△vCs是储能电容电压的脉动大小，vbus_fb和vCs_fb分别是输入和输出电压的采样信号，iQa1和iQa2分别是主管和辅管的电流，iQa1_fb是主管电流的采样信号，iQa1_SHC是主管电流中的二次谐波电流分量，clk是单周期控制器中的时钟信号，iint为单周期控制器中反相器的输出电压，isbais和irbais分别为采样偏置电压和基准偏置电压，iref为现有的基本单周期控制方法中单周期控制变量的基准，i'ref为本发明提出的单周期控制方法中单周期控制变量的基准，vref_ave和vref_max分别为输出电压的平均值基准和最大值基准，iSHC为补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准，ierr是iSHC和iQa1_SHC的差量，R1、R2、R3和R4是组成加法器(1)的电阻,R5和R6是组成除法器的电阻,R7、R8是组成电压调节器的电阻，C1是组成电压调节器的电容，R9、R10、R11、R12和R13是组成加法器(2)的电阻，R14和R15是组成反相器的电阻，Rint是积分器的输入电阻，Cint是积分器的反馈电容，Rp是峰值检测电阻，Cp是峰值检测电容，Rsv1和Rsv2是输入电压采样电阻，Rsv3和Rsv4是输出电压采样电阻，Rsi是主管电流的采样电阻。

具体实施方式

[0076] 实施例一：

[0077] 附图1给出了本发明所提出的无电解电容二次谐波电流补偿器的主功率电路拓扑。它采用同步整流的Buck变换器，由开关管Qa1、Qa2，滤波电感Ls和储能电容Cs组成。其中，开关管Qa1是主管，连接于补偿器的输入电压正极和滤波电感Ls之间；开关管Qa2是辅管，连接于Qa1的源极和输入电压的负极之间；储能电容Cs连接于滤波电感Ls和输入电压的负极之间，其电容种类为长寿命的薄膜电容。根据储能电容两端电压的变化规律，可以将补偿器的工作模式分为充电模式和放电模式。当补偿器工作于充电模式时，储能电容两端的电压升高；当补偿器工作于放电模式时，储能电容两端的电压下降。

[0078] 附图2-1和2-2给出了充电模式工作时，补偿器在不同工作模态下的等效电路图。当主管Qa1开通，辅管Qa2关断时，iQa1>0，电感电流正向线性增加；当主管Qa1关断，辅管Qa2导通时，电感电流通过辅管Qa2续流，正向线性减小。

[0079] 附图2-3和2-4给出了放电模式工作时，补偿器在不同工作模态下的等效电路图。当主管Qa1开通，辅管Qa2关断时，iQa1<0，电感电流负向线性减小；当主管Qa1关断，辅管Qa2导通时，储能电容给电感Ls充电，电感电流负向线性增加。

[0080] 实施例二：(现有控制方法与本发明控制方法比较)

[0081] 图3-1，3-2给出了补偿器采用现有的基本单周期控制方法时的主要工作波形，图3-1，3-2中实线是在稳态工作条件下的工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动后工作波形。由图3可知，充电模式时(附图3-1)，补偿器对电感电流扰动收敛，可以稳定工作。这是因为当电感电流正向增大(或减小)时，iQa1随之正向增大(或减小)，iQa1_fb的积分值iint将提前(或滞后)达到基准iref，使得主管Qa1的占空比减小(或增大)，辅管Qa2的占空比增大(或减小)。由于电感电流通过辅管Qa2的续流时间增加(或减少)，因而电感电流将减小(或增加)。
经过若干个开关周期后，电感电流将重新恢复到稳态。而放电模式时(附图3-2)，补偿器对电感电流扰动发散，不能稳定工作。这是因为当电感电流负向增大(或减小)时，iQa1随之负向增大(或减小)，iQa1_fb的积分值iint将提前(或滞后)达到基准iref，使得主管Qa1的占空比减小(或增大)，辅管Qa2的占空比增大(或减小)，导致储能电容给电感Ls的充电时间增加(或减少)，从而使得电感电流进一步增大(或减小)，形成一个正反馈过程，直至储能电容电压下降到0，补偿器重新进入充电模式。

[0082] 为了使补偿器能够在放电模式时稳定工作，本发明提出了的单周期控制方法，这种方法不直接以主管电流的采样信号iQa1_fb作为单周期控制变量，而是在主管电流的采样信号iQa1_fb中叠加一个采样偏置电压isbais后，再以(iQa1_fb+isbais)作为单周期控制变量。注意，采样偏置电压isbais应使得(iQa1_fb+isbais)在全负载范围内恒大于0。这样，当补偿器工作于放电模式时，若电感电流负向增大(或减小)，则(iQa1_fb+isbais)将正向减小(或增大)，使得主管Qa1的占空比增大(或减小)，辅管Qa2的占空比减小(或增大)，致使储能电容给电感Ls充电的时间减小(或增大)，从而使电感电流减小(或增加)。经过若干个开关周期后，电感电流将重新恢复到稳态。

[0083] 附图4-1，4-2给出了补偿器采用本发明单周期控制方法时的主要工作波形，图中实线是在稳态工作条件下的工作波形，虚线是在电感电流中加入扰动后工作波形。由图4可知，采用本发明所提出的单周期控制方法，补偿器在充电模式和放电模式下均可以稳定工作。由此可见，所提出的单周期控制方法具有创造性和实用价值。

[0084] 根据附图3和附图4，iQa1_fb和(iQa1_fb+isbais)在一个开关周期内的积分值应分别满足

[0085]

[0086]

[0087] 其中，iref为补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流iSHC和电压调节器的输出vGv之和。由于稳态工作时ve≈0，因而有

[0088] iref＝iSHC+ve≈iSHC               (3)

[0089] 由式(1)～(3)可得

[0090]

[0091]

[0092] 由式(4)可知，采用的单周期控制方法，补偿器主管电流在一个开关周期内的平均值等于所需吸收或提供的二次谐波电流，因而补偿器具有较好的二次谐波电流补偿效果。

[0093] 由式(5)可知，相比于基本单周期控制方法，单周期控制方法的单周期控制变量基准中需要叠加一个与补偿器占空比和采样偏置电压相关的基准偏置电压irbais。

[0094] 对于附图1所示的同步整流管Buck变换器，占空比dy为

[0095]

[0096] 故基准偏置电压irbais为

[0097]

[0098] 实施例三：

[0099] 附图5给出了本发明单周期控制方法的控制电路原理图。由附图5可知，该控制电路包括单周期控制器、第一加法器、第二加法器、除法器、乘法器和电压调节器，具体的连接方式为：第一加法器由运放1#，电阻R1、R2、R3和R4组成，其中，R1的一端连接至运放1#的反相输入端，另一端接地；R2的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至主功率电路中的电流采样电路；R3的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至采样偏置电压isbais；R4跨接于运放1#的反相输入端和输出端之间；第一加法器的输出为单周期控制变量，连接至单周期控制器中积分器的输入端；除法器由运放2#，乘法器Mul1和Mul3以及电阻R5和R6组成，其中，Mul1的一个输入端与运放2#的输出端相连接，另一个输入端连接至主功率电路中的输入电压采样电路，输出端与R6串联连接，R6的另一端连接于运放2#的反相输入端，R5的一端连接至运放2#的反相输入端，另一端连接至–1V基准，Mul3的一个输入端连接至运放2#的输出端，另一个输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输出实时计算得到的占空比至乘法器Mul2的一个输入端，Mul2的另一个输入端连接至第一加法器中的R3，输出基准偏置电压irbais连接至R11；电压调节器由运放3#，电阻R7和R8以及电容C1组成，其中R7的一端连接至运放3#的反相输入端，另一端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，电阻R8和电容C1串联后并接于运放3#的反相输入端和输出端之间，运放3#的同相输入端与输出电压的基准vref相连，电压调节器的输出端连接至R9；第二加法器由运放4#，电阻R9、R10、R11、R12和R13组成，其中，R9的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至电压调节器的输出端；R10的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准iSHC；R11的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连接至乘法器Mul2的输出端；R12的一端连接至运放4#的反相输入端，另一端接地；R13跨接于运放4#的反相输入端和输出端之间；第二加法器的输出为单周期控制变量的基准，连接至单周期控制器中比较器的输入端；单周期控制器输出同步整流Buck变换器主管和辅管的驱动信号，连接至主管和辅管的栅极，控制主管和辅管的开通与关断。

[0100] 在附图5中，连接于电压调节器同相输入端的电压基准是输出电压的平均值基准，因此，通过闭环调节，补偿器输出电压的平均值在全负载范围内保持不变，如附图6所示。但需要注意的是，为保证同步整流Buck变换器正常工作，储能电容电压的最大值必须低于补偿器的输入电压。而当输出电压平均值一定时，随着输出功率升高，储能电容电压脉动变大，输出电压的最大值变高。当满载工作时，补偿器输出电压的最大值达到最高，因而，补偿器输出电压的平均值需按照满载工况进行设计。然而另一方面，相同输出电压平均值条件下，轻载工作时，储能电容电压脉动较小，补偿器的输入与输出电压相差较大，使得输入输出侧的直接能量传递比重下降，进而导致补偿器轻载工作时损耗较大。

[0101] 如果直接控制输出电压的最大值，则补偿器输出电压的平均值能够随输出功率降低而自适应提高，这样可以提高轻载工作时补偿器输入输出侧的直接能量传递比重，从而减小补偿器的损耗。

[0102] 实施例四：

[0103] 附图7给出了输出电压采用最大值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作波形，图中点划线是轻载工作时的储能电容电压波形，实线是满载工作时的储能电容电压波形。由附图7可见，在全负载范围内，输出电压的最大值保持不变，输出电压的平均值随着负载减轻而升高。

[0104] 附图8给出了采用输出电压最大值控制时，单周期控制方法的控制电路原理图。与附图5相比，其主要区别是该控制电路还包含一个峰值检测电路。该电路包括二极管Dp、检测电阻Rp和检测电容Cp，其输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输出端连接至电压调节器中的电阻R7，附图8中控制电路各部分的连接方式与附图5相同。

[0105] 实施例五：

[0106] 附图9给出了本发明设计实例的电路原理图，图中主功率电路与附图1相比还包括由Rsv1和Rsv2组成的输入电压采样电路，由Rsv3和Rsv4组成的输出电压采样电路以及主管电流的采样电阻Rsi，其中，串联电阻Rsv1和Rsv2并接于同步整流Buck变换器的输入端，串联电阻Rsv3和Rsv4并接于同步整流Buck变换器的输出端，电阻Rsi串联于补偿器输入负极与辅管源极之间。输入电压采样电路得到的输入电压采样信号连接至除法器中Mul1的输入端，输出电压采样电路得到的输出电压采样信号分别连接至除法器中Mul3的输入端和二极管Dp的阳极，主管电流采样电阻Rsi得到的主管电流采样信号连接至第一加法器中R2；图中控制电路的连接方式与附图8相同。

[0107] 附图9中储能电容Cs的设计方法如下：

[0108] 储能电容Cs采用薄膜电容，其两端有较大的电容电压脉动。Cs的容值和储能电容电压的最大值VCs_max、储能电容电压的脉动大小△vCs、二次谐波电流的频率f2nd以及所需吸收或提供的脉动功率PSHC之间(f2nd和PSHC预先给定)满足如下关系

[0109]

[0110] 取定满载工作时储能电容电压的最大值和脉动大小，即可根据式(8)计算得到储能电容Cs的容值。注意，

[0111] 附图9中滤波电感Ls的设计方法如下：

[0112] 滤波电感Ls中的二次谐波电流分量iLs_SHC和iSHC之间满足：

[0113]

[0114] 式中iSHC(t)和vCs(t)的表达式分别为

[0115]

[0116]

[0117] 滤波电感Ls的取值下限为：

[0118]

[0119] 滤波电感Ls的取值上限为：

[0120]

[0121] 式中i'Ls_SHC(t)为iLs_SHC(t)的导函数，由式(9)和式(10)可得，iLs_SHC(t)的表达式为

[0122]

[0123] 附图9中积分器的输入电阻Rint和反馈电容Cint的设计方法如下：

[0124] Rint和Cint的乘积应满足：

[0125]

[0126] 式中fs为补偿器的开关频率。一般取Cint＝100pF，这样，取定fs即可确定Rint的取值。

[0127] 附图9中电压调节器的设计原则如下：

[0128] 电压调节器应在二次谐波电流所对应的频率f2nd处具有尽可能低的增益，以滤除输出电压采样信号中的二次谐波电流分量，从而保证补偿器具有较好的二次谐波电流抑制效果。一般可取C1＝1μF，R7＝10kΩ,R8＝1kΩ。

[0129] 附图9中加法器(1)的增益为1，设计时取R1＝R2＝R3＝R4＝R，式中R一般取1k～10k。

[0130] 附图9中除法器的增益为1，设计时取R5＝R6＝R。

[0131] 附图9中加法器(2)的增益为1，设计时取R9＝R10＝R11＝R12＝R，R13＝2R。

[0132] 附图9中反相器的增益为1，设计时取R14＝R15＝R。

[0133] 附图9中峰值检测电路中的检测电阻Rp和检测电容Cp的设计原则为：RpCp>(3～5)/f2nd，f2nd为二次谐波电流的频率。

[0134] 附图9所给出的具体实例的主要参数如下：

[0135] ●输入电压vbus＝400V

[0136] ●输出电压的最大值VCs_max＝380V

[0137] ●滤波电感Ls＝2mH

[0138] ●储能电容Cs＝100μF

[0139] ●二次谐波电流补偿器的开关频率fs＝100kHz

[0140] ●所需吸收或提供的脉动功率PSHC＝1kVA

[0141] ●二次谐波电流的频率f2nd＝100Hz

[0142] ●组成加法器(1)的电路参数为：R1＝R2＝R3＝R4＝1kΩ

[0143] ●组成除非器的电路参数为：R5＝R6＝1kΩ

[0144] ●组成电压调节器的电路参数为：R7＝10kΩ，R8＝1kΩ，C1＝1μF

[0145] ●组成加法器(2)的电路参数为：R9＝R10＝R11＝R12＝1kΩ，R13＝2kΩ[0146] ●组成积分器的电路参数为：Rint＝100kΩ，Cint＝100pF

[0147] ●组成反相器的电路参数为：R14＝R15＝1kΩ

[0148] 组成峰值检测器的电路参数为：Rp＝51kΩ，Cp＝10μF

[0149] 测试实例一：

[0150] 附图10给出了本发明二次谐波电流补偿器设计实例(对应附图9)

[0151] 的稳态工作时的仿真波形，其中输出电压采用的是平均值控制。附图10-1和附图10-2是补偿器在10％载工作时的仿真波形，附图10-3和10-4是补偿器在满载工作时的仿真波形。由附图10-1和10-3可以看出，当输出电压采用平均值控制时，储能电容电压的平均值不随负载变化而变化，补偿器的输入电流能够很好地跟踪所需吸收或提供的二次谐波电流。由附图10-2和附图10-4可以看出，补偿器在充电模式和放电模式下均可以稳定工作，由此表明本发明的单周期控制方法具有可行性和有效性。

[0152] 测试实例二：

[0153] 附图11给出了本发明二次谐波电流补偿器设计实例(对应附图9)的稳态工作时的仿真波形，其中输出电压采用的是最大值控制。附图11-1和附图11-2是补偿器在10％载工作时的仿真波形，附图11-3和11-4是补偿器在满载工作时的仿真波形。由附图11-1和11-3可以看出，当输出电压采用最大值控制时，储能电容电压的最大值不随负载变化而变化，补偿器的输入电流能够很好地跟踪所需吸收或提供的二次谐波电流。由附图11-2和附图11-4同样可以看出，补偿器在充电模式和放电模式下均可以稳定工作，由此表明的单周期控制方法具有可行性和有效性。

[0154] 应用实例：

[0155] 附图12给出了本发明所提出的二次谐波电流补偿器的应用实例。它既可以并联于单级式单相逆变器的直流输入侧(附图12-1)或两级式单相逆变器的中间直流母线两端(附图12-2)，用来提供逆变器输入电流中的二次谐波电流；亦可以并联于单级式单相PFC变换器的直流输出侧(附图12-3)或两级式单相PFC变换器的中间直流母线两端(附图12-4)，用来吸收PFC变换器输出电流中的二次谐波电流。

[0156] 由以上描述可知，本发明提出的无电解电容二次谐波电流补偿器具有如下优点：

[0157] 1.补偿器中无电解电容；

[0158] 2.补偿器工作于CCM模式，开关管中电流的峰值和有效值较低，补偿器的导通损耗较小；

[0159] 3.补偿器采用的单周期控制方法进行控制，克服了基本单周期控制方法因在放电模式对电感电流扰动不收敛而导致补偿器不稳定的缺陷，能够保证补偿器在充电模式和放电模式下均稳定可靠地工作；

[0160] 4.补偿器具有很好的二次谐波电流补偿效果，而且工况对补偿效果影响很小。