本发明的实施方案包括一种用于在存在干扰的情况下优化接收机性能的新型接收机架构。在各种实施方案中，检测所述干扰的存在，并且检测所述干扰的相对频率位置。所述相对频率位置指定所述干扰的频率是高侧(高于所需信号，即在较高频率处)或是低侧(低于所需信号)。所述接收机是基于检测到的干扰和所述检测到的干扰的相对位置来配置的。对于在干扰可变的动态和不断变化环境中工作的设备诸如蜂窝电话来说，本发明的实施方案有利地提供了根据所述干扰来修改所述接收机的工作状态的能力。
混频器，所述混频器耦接至所述放大器并且被配置成使由所述放大器输出的所述放大的输入信号与所述振荡信号混频；
基带滤波器，所述基带滤波器被配置成对所述混频器的输出进行滤波以通过频带；
干扰频率检测IFD模块，所述干扰频率检测IFD模块直接或经由一个或多个中间组件耦接至所述基带滤波器的输出端，所述干扰频率检测IFD模块被配置成：检测干扰信号的相对频率位置以得到检测结果，并且
状态机，所述状态机直接或经由一个或多个中间组件耦接至所述基带滤波器的输出端，所述状态机还耦接至所述干扰频率检测IFD模块和所述本地振荡器，所述状态机被配置成基于所述IFD输出信号来向所述本地振荡器提供反馈信号，以使所述本地振荡器更新所述振荡信号，从而使得所述放大的输入信号在与所述更新的振荡信号混频时不位于所述干扰信号的频带处。
2.如权利要求1所述的减轻干扰的装置，其中所述干扰频率检测IFD模块包括：低侧混频器，所述低侧混频器被配置成使所述干扰频率检测IFD模块的输入沿第一方向移位预先确定的偏移量；
第一低通滤波器，所述第一低通滤波器被配置成对所述低侧混频器的输出进行滤波；
低侧功率估计电路，所述低侧功率估计电路被配置成测量所述第一低通滤波器的输出端的功率；
高侧混频器，所述高侧混频器被配置成使所述干扰频率检测IFD模块的所述输入沿与所述第一方向相反的第二方向移位所述预先确定的偏移量；
第二低通滤波器，所述第二低通滤波器被配置成对所述高侧混频器的输出进行滤波；
高侧功率估计电路，所述高侧功率估计电路被配置成测量所述第二低通滤波器的输出端的功率；以及比较器，所述比较器被配置成基于预先确定的阈值与所述低侧功率估计电路的输出和所述高侧功率估计电路的输出中的至少一个之间的比较来输出所述IFD输出信号。
3.如权利要求2所述的减轻干扰的装置，其中所述预先确定的偏移量是用于接收的相邻信道之间的频率的差值。
4.如权利要求2所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述高侧功率估计电路的所述输出大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较高处移位。
5.如权利要求2所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述低侧功率估计电路的所述输出大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较低处移位。
6.如权利要求2所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述低侧功率估计电路和所述高侧功率估计电路的相应输出均大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
7.如权利要求1所述的减轻干扰的装置，其中所述干扰频率检测IFD模块包括：快速傅里叶变换FFT模块，所述快速傅里叶变换FFT模块被配置成对所述干扰频率检测IFD模块的输入执行FFT；以及比较模块，所述比较模块被配置成基于预先确定的阈值与所述快速傅里叶变换FFT模块在第一频段处的输出和所述快速傅里叶变换FFT模块在第二频段处的输出中的至少一个之间的比较来输出所述IFD输出信号，所述第一频段对应于预先确定的频率幅度和第一符号，所述第二频段对应于所述预先确定的频率幅度和与所述第一符号相反的第二符号。
8.如权利要求7所述的减轻干扰的装置，其中所述预先确定的频率幅度对应于用于接收的相邻信道之间的频率的差值。
9.如权利要求7所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述快速傅里叶变换FFT模块在所述第一频段处的所述输出大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较高处移位。
10.如权利要求7所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述快速傅里叶变换FFT模块在所述第二频段处的所述输出大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较低处移位。
11.如权利要求7所述的减轻干扰的装置，其中所述反馈信号被配置成当所述快速傅里叶变换FFT模块在所述第一频段和所述第二频段处的相应输出均大于所述预先确定的阈值时使所述振荡信号将所述放大的输入信号在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
第一处理模块和第二处理模块，所述第一处理模块和所述第二处理模块被配置成分别接收第一输入信号和第二输入信号，每个处理模块包括：放大器，所述放大器被配置成放大所述处理模块的所述输入信号；
混频器，所述混频器耦接至所述放大器并且被配置成使由所述放大器输出的所述放大的输入信号与所述振荡信号混频；
基带滤波器，所述基带滤波器被配置成对所述混频器的输出进行滤波以通过频带；以及逻辑模块，所述逻辑模块耦接至所述第一处理模块和所述第二处理模块，所述逻辑模块包括：干扰频率检测IFD模块，所述干扰频率检测IFD模块直接或经由一个或多个中间组件耦接至所述第二处理模块的所述基带滤波器的输出端，所述干扰频率检测IFD模块被配置成：检测干扰信号是在比所述第二处理模块的所述基带滤波器的输出更高的频率或是更低的频率处以得到检测结果，并且提供指示所述检测结果的IFD输出信号；以及
状态机，所述状态机耦接至所述干扰频率检测IFD模块和所述第一处理模块的所述本地振荡器，所述状态机被配置成基于所述IFD输出信号来向所述第一处理模块的所述本地振荡器提供反馈信号，以使所述第一处理模块的所述本地振荡器更新对应的所述振荡信号，从而使得所述第一处理模块的所述放大的输入信号在与所述更新的振荡信号混频时不位于所述干扰信号的频带处。
13.如权利要求12所述的减轻干扰的装置，其中所述干扰频率检测IFD模块包括：低侧混频器，所述低侧混频器被配置成使所述干扰频率检测IFD模块的输入沿第一方向移位预先确定的偏移量；
第一低通滤波器，所述第一低通滤波器被配置成对所述低侧混频器的输出进行滤波；
低侧功率估计电路，所述低侧功率估计电路被配置成测量所述第一低通滤波器的输出端的功率；
高侧混频器，所述高侧混频器被配置成使所述干扰频率检测IFD模块的所述输入沿与所述第一方向相反的第二方向移位所述预先确定的偏移量；
第二低通滤波器，所述第二低通滤波器被配置成对所述高侧混频器的输出进行滤波；
高侧功率估计电路，所述高侧功率估计电路被配置成测量所述第二低通滤波器的输出端的功率；以及比较器，所述比较器被配置成基于预先确定的阈值与所述低侧功率估计电路的输出和所述高侧功率估计电路的输出中的至少一个之间的比较来输出所述IFD输出信号。
14.如权利要求12所述的减轻干扰的装置，其中所述干扰频率检测IFD模块包括：快速傅里叶变换FFT模块，所述快速傅里叶变换FFT模块被配置成对所述干扰频率检测IFD模块的输入执行FFT；以及比较模块，所述比较模块被配置成基于预先确定的阈值与所述快速傅里叶变换FFT模块在第一频段处的输出和所述快速傅里叶变换FFT模块在第二频段处的输出中的至少一个之间的比较来输出所述IFD输出信号，所述第一频段对应于预先确定的频率幅度和第一符号，所述第二频段对应于所述预先确定的频率幅度和与所述第一符号相反的第二符号。
使所述放大的输入信号与所述振荡信号混频以提供混频信号；
对所述混频信号进行滤波以通过频带，从而提供滤波信号；
基于所述反馈信号来更新所述振荡信号，从而使得所述放大的输入信号在与所述更新的振荡信号混频时不位于所述干扰信号的频带处。
16.如权利要求15所述的减轻干扰的方法，其中检测所述干扰信号的所述相对频率位置包括：使所述滤波信号直接沿第一方向移位预先确定的偏移量以提供低侧移位信号，或在额外的滤波或放大之后沿第一方向移位预先确定的偏移量以提供低侧移位信号；
对所述低侧移位信号进行低通滤波，以提供低通滤波的低侧信号；
测量所述低通滤波的低侧信号的功率，以提供低侧功率测量值；
使所述滤波信号直接沿与所述第一方向相反的第二方向移位所述预先确定的偏移量以提供高侧移位信号，或在额外的滤波或放大之后沿与所述第一方向相反的第二方向移位所述预先确定的偏移量以提供高侧移位信号；
对所述高侧移位信号进行低通滤波，以提供低通滤波的高侧信号；
测量所述低通滤波的高侧信号的功率，以提供高侧功率测量值；以及将预先确定的阈值与所述低侧功率测量值和所述高侧功率测量值中的至少一个进行比较。
17.如权利要求16所述的减轻干扰的方法，其中更新所述振荡信号包括当所述高侧功率测量值大于预先确定的所述阈值时更新所述振荡信号以使所述放大的输入信号在频率上向较高处移位。
18.如权利要求16所述的减轻干扰的方法，其中更新所述振荡信号包括当所述低侧功率测量值大于预先确定的所述阈值时更新所述振荡信号以使所述放大的输入信号在频率上向较低处移位。
19.如权利要求16所述的减轻干扰的方法，其中更新所述振荡信号包括当所述高侧功率测量值和所述低侧功率测量值均大于预先确定的所述阈值时更新所述振荡信号以使所述放大的输入信号在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
20.如权利要求15所述的减轻干扰的方法，其中检测所述干扰信号的所述相对频率位置包括：直接或在另外的滤波或放大之后对所述滤波信号执行快速傅里叶变换(FFT)，以提供频域信号；
将预先确定的阈值与第一频段处的所述频域信号和第二频段处的所述频域信号中的至少一个进行比较，所述第一频段对应于预先确定的频率幅度和第一符号，所述第二频段对应于所述预先确定的频率幅度和与所述第一符号相反的第二符号。
21.如权利要求20所述的减轻干扰的方法，其中所述反馈信号被配置成当所述第一频段处的所述频域信号大于所述预先确定的阈值时使被提供为对混频器的输入的所述更新振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较高处移位。
22.如权利要求20所述的减轻干扰的方法，其中所述反馈信号被配置成当所述第二频段处的所述频域信号大于所述预先确定的阈值时使被提供为对混频器的输入的所述更新振荡信号将所述放大的输入信号在频率上向较低处移位。
23.如权利要求20所述的减轻干扰的方法，其中所述反馈信号被配置成当所述第一频段和所述第二频段处的所述频域信号均大于所述预先确定的阈值时使被提供为对混频器的输入的所述更新振荡信号将所述放大的输入信号在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
分别从第一天线和第二天线接收第一输入信号和第二输入信号；
将所述第一输入信号和所述第二输入信号放大以分别提供第一放大的输入信号和第二放大的输入信号；
分别将所述第一放大的输入信号和所述第二放大的输入信号与所述第一振荡信号和所述第二振荡信号混频，以提供第一混频信号和第二混频信号；
对所述第一混频信号和所述第二混频信号进行滤波以通过频带，从而分别提供第一滤波信号和第二滤波信号；
基于所述第二滤波信号来检测干扰信号的相对频率位置；
基于所述反馈信号来更新所述第一振荡信号，从而使得所述第一放大的输入信号在与所述更新的第一振荡信号混频时不位于所述干扰信号的频带处。
基于干扰位置检测和减轻干扰
技术领域
[0001] 本公开涉及通信系统中的接收机架构，并且更具体地，一些实施方案涉及用于检测和减轻干扰以及优化接收机性能的方法和装置。
[0002] 发明背景
[0003] 蜂窝系统中的射频收发机通常在存在干扰的情况下接收所需信号并将其解码，这通常需要在接收机性能上具有折衷。例如，为了防止由于干扰而使的削波，在常规接收机设计中通常会找到狭窄模拟滤波器的若干级。此类滤波器增加电流损耗并且使得所需信号失真，从而使得接收机性能降级。另外，接收机的活动级，具体来说射频(RF)级，被设计成具有高水平的线性，使得在存在干扰情况下失真最小化。这种线性通常需要相对高的偏置条件，并且因此需要相对高的电流损耗。
[0004] 图1中示出典型的现有技术接收机架构。这种架构表示典型的接收机实现方式并且在Ciccarelli等人的美国专利6,498,926中进行描述。在接收机100内，所传输的RF信号由天线112接收，路由通过双工器114，并且被提供至低噪声放大器(LNA)116，该LNA 116将RF信号放大并将该信号提供至带通滤波器118。带通滤波器118对该信号进行滤波以去除可能使后续级中出现互调产物的一些伪信号。滤波信号被提供至混频器120，该混频器120利用来自本地振荡器122的正弦信号将滤波信号下变频至中间频率(IF)。IF信号被提供至带通滤波器124，该带通滤波器124在后续的下变频级之前对伪信号和下变频产物进行滤波。滤波IF信号被提供到可变增益放大器(VGA)126，该VGA 126以可变增益来将该信号放大以提供在所需振幅处的IF信号。增益是由来自AGC控制电路128的控制信号进行控制的。IF信号被提供至解调器130，该解调器130根据用于发射机(未示出)的调制格式来解调该信号。
[0005] 对于这种现有技术架构，或者调谐本地振荡器(LO)信号以匹配射频(RF)信号以将接收到的信号直接转换成基带，或者调谐本地振荡器信号以将接收到的RF信号转换到某个较低的中间频率(IF)以供进一步滤波。在基带或IF处，将滤波器设定成特定RF系统的带宽以接收所需信号并去除干扰。
[0006] 图1中的架构被设计用于在存在干扰的情况下接收所需信号。将在基带或IF处的滤波器设定用于完全去除任何干扰，并且将RF级增益和偏置设定用于接收在存在干扰的情况下具有最小失真的信号。因此，此种常规系统作出关于存在干扰的假设，当预期的干扰存在时可以接收机性能为代价来减少干扰，但是当此类假设不正确时可能构成浪费的方法。
[0007] 另一个现有技术接收机架构在Ciccarelli等人的美国专利6,498,926中公开。在这种现有技术架构中，使用后解调质量来设定偏置条件并从而设定RF电路的线性。这种现有技术方法不能完全解决问题，因为接收机状态是仅基于基带数据质量测量来调整的，从而可能由于众多原因并且不仅由于干扰和/或降低的RF线性而降级。此外，这种架构不做任何事情来减少滤波要求以匹配实际干扰条件。
[0008] 另一种现有技术接收机架构在Brueske等人的美国专利6,670,901中公开。这种现有技术架构包括信道上功率检测器、宽带功率检测器、和信道外功率检测器。宽带检测器和信道外检测器将指示高水平的干扰是否存在并且允许基于此对接收机偏置的调整。这种现有技术架构建议使用来自这些功率检测器的信息来调整若干区块(LNA、混频器、模数(A/D)转换器和数字滤波器)的动态范围。通过调整这些级的动态范围和/或偏置，可以优化电流损耗。然而，这种现有技术方法使用不具有选择性的宽带检测，并且因此不能够将带外干扰(即，若干个信道远的干扰)与相邻或附近信道中的附近干扰区分开。因此，该架构不能完全优化接收机的性能。
[0009] 因为诸如蜂窝电话的实际设备是在干扰可变的动态和不断变化的环境中工作的，所以希望能够根据干扰来修改接收机的工作状态。
[0010] 发明概述
[0011] 在本公开的一些实施方案中，一种装置包括被配置成放大输入信号的放大器。本地振荡器被配置成生成振荡信号。混频器耦接至放大器并且被配置成使由放大器输出的放大输入信号与振荡信号混频。基带滤波器被配置成对混频器的输出进行滤波以通过所选择的频带。干扰频率检测(IFD)模块直接或经由一个或多个中间组件耦接至基带滤波器的输出端。IFD模块被配置成检测干扰信号的相对频率位置，并且提供指示检测结果的IFD输出信号。状态机直接或经由一个或多个中间组件耦接至第一基带滤波器的输出端。状态机还耦接至IFD模块和本地振荡器。状态机被配置成基于IFD输出信号来向本地振荡器提供反馈信号，以使本地振荡器更新振荡信号，从而使得放大的输入信号在与更新的振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0012] 在一些实施方案中，一种装置包括被配置成分别接收第一输入信号和第二输入信号的第一处理模块和第二处理模块。每个处理模块包括：被配置成放大该处理模块的输入信号的放大器；被配置成生成振荡信号的本地振荡器；耦接至放大器并且被配置成将由放大器输出的放大输入信号与振荡信号混频的混频器；以及被配置成对混频器的输出进行滤波以通过频带的基带滤波器。逻辑模块耦接至第一处理模块和第二处理模块。逻辑模块包括干扰频率检测(IFD)模块，所述IFD模块直接或经由一个或多个中间组件耦接至第二处理模块的基带滤波器的输出端。IFD模块被配置成检测干扰信号是在比第二处理模块的基带滤波器的输出更高的频率或是更低的频率处，并且提供指示检测结果的IFD输出信号。逻辑模块还包括耦接至IFD模块和第一处理模块的本地振荡器的状态机。状态机被配置成基于IFD输出信号来向第一处理模块的本地振荡器提供反馈信号，以使第一处理模块的本地振荡器更新对应的振荡信号，从而使得第一处理模块的放大的输入信号在与更新的振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0013] 在一些实施方案中，将输入信号放大以提供放大的输入信号。生成振荡信号。放大的输入信号与振荡信号混频，以提供混频信号。对混频信号进行滤波以通过频带，从而提供滤波信号。基于滤波信号，检测干扰信号的相对频率位置。干扰信号的检测到的频率位置可以是相对于有待接收的所需信号的。基于检测到的相对频率位置来生成反馈信号。基于反馈信号来更新振荡信号，使得放大的输入信号在与更新的振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0014] 在一些实施方案中，分别从第一天线和第二天线接收第一输入信号和第二输入信号。将第一输入信号和第二输入信号放大以分别提供第一放大的输入信号和第二放大的输入信号。生成第一振荡信号和第二振荡信号。分别将第一放大的输入信号和第二放大的输入信号与第一振荡信号和第二振荡信号混频，以提供第一混频信号和第二混频信号。对第一混频信号和第二混频信号进行滤波以通过频带，从而分别提供第一滤波信号和第二滤波信号。基于第二滤波信号，检测干扰信号的相对频率位置。基于检测到的相对频率位置来生成反馈信号。基于反馈信号来更新第一振荡信号，使得第一放大的输入信号在与更新的第一振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0015] 附图简述
[0016] 以下说明将根据附图中的元件变得显而易见，附图是出于说明性目的而提供并且未必按比例绘制。
[0017] 图1是现有技术中已知的接收机架构的框图。
[0018] 图2是根据本公开的一些实施方案的系统架构的框图。
[0019] 图3是根据一些实施方案的使用复混频的干扰频率检测的图解。
[0020] 图4是根据一些实施方案的使用快速傅里叶变换(FFT)的干扰频率检测的图解。
[0021] 图5A至图5C是一些实施方案中的接收机配置的图解。
[0022] 图6A至图6B是低中间频率(LIF)模式下的干扰的图解。
[0023] 图7是根据一些实施方案的多输入多输出(MIMO)接收机架构的框图。
[0024] 图8是根据一些实施方案的过程的流程图。
[0025] 图9是根据一些实施方案的过程的流程图。
具体实施方式
[0026] 示例性实施方案的这种描述旨在结合附图进行阅读，附图被认为是整个说明书的一部分。
[0027] 本公开的实施方案提供一种用于在存在干扰的情况下优化接收机性能的新型接收机架构。在各种实施方案中，使用干扰频率检测方法来确定干扰的准确性质并且相应地优化性能。此外，优化接收机性能的实际方法与现有技术相比的新颖性在于，操作频率是基于如通过频率检测测量所确定的干扰的性质来优化的。
[0028] 图2是根据本公开的一些实施方案的接收机200的系统架构的框图。例如，从天线接收输入信号202。输入信号以微分形式(RF_RX+和RF_RX-)示出；图2中的其它信号可以是微分形式，但为了清楚起见以及减少混乱并未这样标记。输入信号由低噪声放大器(LNA)204进行放大，以提供放大的输入信号214。本地振荡器210基于来自合成器206的信号208来生成一个或多个振荡信号212(例如，正弦曲线)。混频器216将放大的输入信号214与振荡信号212混频。混频器可包括同相信道216a和正交信道216b。图2中示出用于同相分量和正交分量(具有类似的参考字符但不同的后缀“a”或“b”)的单独处理路径，但针对每种分量处理是类似的，因此以下讨论集中于图2中的顶部路径，该路径可以是同相或正交路径。应当理解，从状态机254到诸如滤波器和放大器的组件的各种反馈效应可应用于同相或正交路径中的分量。
[0029] 由混频器216提供混频信号218a被一系列滤波器222a、232a、242a处理，所述滤波器222a、232a、242a可以是基带滤波器。这些滤波器实现基带的整体干扰抑制，并且这些滤波器可以具有带有许多不同设置的可编程带宽。例如，多模式接收机可具有从100kHz高至10MHz的带宽以支持各种模式，比如全球移动通信系统(GSM)、时分同步码分多址(TD-SCDMA)、宽带码分多址(WCDMA)、长期演进(LTE)、以及如本领域中已知的其它通信标准。此外，随着处理朝向输出端(朝向图2的右侧)进一步移动，滤波器逐渐提供更多的抑制。增益调整可通过后混频放大器(PMA)226a和可变增益放大器(VGA)246a来提供。
[0030] 干扰频率检测(IFD)模块290可以耦接至VGA 246a的一个或多个输出端。IFD模块290检测干扰是否存在并且可以检测干扰的频率是在高侧上(高于有待接收的所需信号，即在较高频率处)或是在低侧上(低于有待接收的所需信号，即在较低频率处)。术语“所需信号”是指由发射机发射的信号，并且理想地，接收机解码该信号。以下进一步提供IFD模块
290的细节。
[0031] 因此，混频信号218a由滤波器222a进行滤波以提供信号224a，该信号224a被放大以提供信号228a。对放大的信号228a进行滤波以提供信号234a，并且随后进行滤波以提供信号244a，将该信号244a放大以提供信号248a。逻辑模块250包括接收信号强度指示(RSSI)模块252，该RSSI模块252测量功率并将输出253提供至RF干扰减轻状态机254。以下进一步描述RSSI 252。状态机254从IFD模块290和RSSI 252接收输入，并且将反馈提供至LNA 204、合成器206、混频器216、PMA 226a(和/或226b)以及VGA 246a(和/或246b)。将反馈提供至同相处理路径和正交处理路径中的分量。状态机254还可以将信号260c、260b和/或260a提供至滤波器222、232和/或242使得能够启用这些滤波器中的一个或多个。逻辑模块250可以耦接至发射机(未示出)，该发射机可将信号提供至天线以进行传输。
[0032] 状态机254(该状态机254可为可以各种方式实现的数字状态机)控制接收机200中的电路以执行RSSI测量、确定用于RF电路的最佳配置、并且相应地提供反馈。状态机254可经由信号260h来提供反馈，以改变VGA 246a和/或246b的增益。增益变化可通过信号260e、260f或260g来使受状态机254影响的LNA 204、混频器216、和/或PMA 226a和/或226b的任何增益变化发生偏移。在存在干扰的情况下，VGA 246a的增益变化一般将不提高接收机的线性，因为这个VGA级是在所有滤波器级之后。然而，如果为了提高线性而改变LNA、混频器和/或PMA的增益，那么可以调整VGA的增益以补偿这些级中增益的减少。
[0033] 图3中示出IFD模块290的一个实现方式。该实现方式使用复混频器310a、310b来将接收到的基带信号沿正方向和负方向移位指定的偏移量(例如，相邻信道偏移量)。在滤波器315a、315b处进行低通滤波之后，使用功率估计电路320a、320b来对所得的信号执行功率检测，所述功率估计电路320a、320b可以实现为峰值检测器、功率检测器或如任何其它种类的功率估计电路。因此，对于图3中所示的情况，Pdet高侧功率大于Pdet低侧功率(如由比较器350确定)，从而指示干扰340的频率相对于所需信号330是在高侧上。虽然这种检测是针对特定通信实现方式中的相邻(标识为“adj”)信道示出的，但这种技术还可以应用于其它频率偏移。用于图3中所示的IFD模块的处理可以应用于图2中所示的同相或正交路径中的基带信号。
[0034] 图4中示出IFD模块290的另一个实现方式。对IFD模块290的输入执行快速傅里叶变换(FFT)410以检测干扰的频率。FFT处理在支持诸如TD-SCDMA和LTE的标准的多模架构中是常见的，并且还可以用于干扰检测。FFT模块410可以如本领域中已知的各种方式来实现。通过分析诸如相邻信道段415a(针对f＝fadj的频段)和415b(针对f＝-fadj的频段)的频段中的FFT结果，本公开的一些实施方案确定干扰是否存在以及该干扰440相对于所需信号430是在高侧或是在低侧上。
[0035] 所述架构允许根据干扰的存在和频率来优化接收机配置。例如，图5A至图5C示出根据GSM或EDGE标准可用于接收窄带信号的三种可能的接收机配置。
[0036] 这三种配置是：(1)如图5A中所示的直接转换(DCR)模式；如图5B中所示的具有低侧偏移的低中间频率(LIF)模式；以及如图5C中所示的具有高侧偏移的低中间频率(LIF)模式。在图5A中，示出在所需信号510的任一侧上的干扰信号520a、520b，该所需信号510位于零频率。在图5B中，示出在所需信号530的低侧上的干扰信号540，该所需信号530具有低侧偏移(即，频率偏移，使得所需信号位于负频率偏移处)。在图5C中，示出在所需信号550的高侧上的干扰信号560，该所需信号550具有高侧偏移(即，频率偏移，使得所需信号位于正频率偏移处)。
[0037] 一般来说，图5B和图5C的LIF模式优选在图5A的DCR模式上，因为LIF模式可抑制RF电路中的DC偏移缺陷。然而，在存在干扰的情况下，LIF模式可能具有性能问题，如图6A至图6B中所示。针对低侧偏移(图6A)和高侧偏移(图6B)两种情境，示出对高侧干扰(即，正频率处的干扰)的LIF接收。另外，图6A至图6B中还包括由干扰信号产生的图像信号(存在于具有相同幅度但相反符号的频率处上电路缺陷伪影)。在图6A中，示出在高侧上(在正频率处)的干扰630，并且干扰的图像632位于与所需信号620相同的频率处。图像存在是由于RF电路中的缺陷，并且仅可以将图像改进到某种水平。为此，希望使用如图6B中的高侧偏移来操作，其中干扰650是在正频率处，并且干扰的图像652不干扰所需信号640。
[0038] 因此，如果干扰频率检测(IFD)模块290指示干扰是在高侧上(相对于所需信号)，那么在本公开的一些实施方案中，可以使用具有高侧偏移的低中间频率模式来执行接收。如果干扰是在低侧上(相对于所需信号)，那么可以使用具有低侧偏移的低中间频率模式来执行接收。如果干扰存在于低侧和高侧两者上，那么可以使用直接转换模式来执行接收。当这些模式对应于所需信号的各种频率时，这些模式可由馈送给混频器216的适当生成的振荡信号212来选择。例如，状态机254可以向合成器206发送信号260d，以使将要生成的适当振荡信号以所述模式中的一种来配置接收机。因此，状态机254基于检测到的干扰的存在和相对位置(如由IFD模块290识别到的)来选择适当的接收机模式。
[0039] 图2的接收机架构还可以针对如图7中所示的MIMO(多输入多输出)系统有效地实施。因为3G和4G蜂窝系统的MIMO要求，RF和基带架构中通常包括分集接收机。这个另外的接收机对于GSM/EDGE模式是不必要的，并且因此可用于执行以上所述的干扰频率检测。基于这个信息，接收机的模式可基于所确定的干扰水平和/或干扰的频率来进行最佳配置。
[0040] 图7示出可从主接收天线712b接收输入的接收机模块710b、以及可从分集天线712a接收输入的接收机模块710a。每个接收机模块中的处理类似于以上在图2的上下文中所讨论的处理，并且以下仅讨论与图2的某些差异。分集接收机模块710a可用于干扰频率检测模块790处的干扰频率检测。状态机754可提供反馈信号，如图7中所示。
[0041] 在一些实施方案中，分集接收机并行地用于执行干扰估计提供了若干优点。一个优点是，可在任何时间将分集接收机调整到所需的任何带宽选项以检测干扰。主接收机的任务是接收所需信号，并且因此基带滤波器在所需接收时隙期间具有有限带宽以限制噪声和干扰。分集接收机在被用于干扰检测时不具有这种限制，因此带宽可根据需要而增加。另一个优点是，可将分集接收机增益调整到最优性能以检查干扰，而不需要考虑所需信号。主接收机必须接收所需信号，并且因此在该接收机中设定增益控制以优化这个信号的水平。分集接收机在被用于干扰检测时同样不受接收所需信号的需要约束，并且因此可将增益优化以检测干扰。
[0042] 图8是根据一些实施方案的过程的流程图。在过程800开始之后，将输入信号(例如，信号202)放大(框810)以提供放大的输入信号(例如，信号214)。生成(框820)振荡器信号(例如，信号202)。将放大的输入信号与振荡信号混频(框830)以提供混频信号(例如，信号218a)。对混频信号进行滤波(框840)以通过频带，从而提供滤波信号(例如，信号224a)。基于该滤波信号，检测(框850)干扰信号的相对频率位置。干扰信号的检测到的频率位置可以是相对于有待接收的所需信号的。基于检测到的相对频率位置来生成(框860)反馈信号(例如，信号260d)。基于该反馈信号来更新(框870)振荡信号，使得放大的输入信号在与更新的振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0043] 在一些实施方案中，可基于复混频来检测干扰信号的相对频率位置。可直接或在另外的滤波或放大之后将滤波信号沿第一方向移位预先确定的偏移量，以提供低侧移位信号。可以对该低侧移位信号进行低通滤波，以提供低通滤波低侧信号。可以测量该低通滤波低侧信号的功率，以提供低侧功率测量值。可直接或在另外的滤波或放大之后将滤波信号沿与第一方向相反的第二方向移位所述预先确定的偏移量，以提供高侧移位信号。可以对该高侧移位信号进行低通滤波，以提供低通滤波高侧信号。可以测量该低通滤波高侧信号的功率，以提供高侧功率测量值。可以将低侧功率测量值、高侧功率测量值或两者与预先确定的阈值进行比较。
[0044] 当高侧功率测量值大于预先确定的阈值时，更新振荡信号可使放大的输入信号在频率上向较高处移位；当低侧功率测量值大于预先确定的阈值时，更新该振荡信号可使放大的输入信号在频率上向较低处移位；并且当高侧功率测量值和低侧功率测量值两者均大于预先确定的阈值时，更新该振荡信号可使放大的输入信号在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
[0045] 在一些实施方案中，可基于快速傅里叶变换(FFT)处理来检测干扰信号的相对频率位置。可以直接或在另外的滤波或放大之后对滤波信号执行FFT以提供频域信号。可以将预先确定的阈值与第一频段处的频域信号进行比较，该第一频段对应于预先确定的频率幅度和第一符号(例如，正)。还可以将预先确定的阈值与第二频段处的频域信号进行比较，该第二频段对应于预先确定的频率幅度和与第一符号相反的第二符号(例如，负)。基于这种比较，可以确定干扰信号的相对频率位置。
[0046] 当第一频段处的频域信号大于预先确定的阈值时，放大的输入信号可以在频率上向较高处移位，当第二频段处的频域信号大于预先确定的阈值时，放大的输入信号可以在频率上向较低处移位，并且当第一频段和第二频段两者处的频域信号均大于预先确定的阈值时，放大的输入信号可以在频率上既不向较高处也不向较低处移位。
[0047] 图9是根据一些实施方案的过程的流程图。在过程900开始之后，分别从第一天线和第二天线接收(框910)第一输入信号和第二输入信号。将第一输入信号和第二输入信号放大(框920)以分别提供第一放大的输入信号和第二放大的输入信号。生成(框930)第一振荡信号和第二振荡信号。分别将第一放大的输入信号和第二放大的输入信号与第一振荡信号和第二振荡信号混频(框940)以提供第一混频信号和第二混频信号。对第一混频信号和第二混频信号进行滤波(框950)以通过频带，从而分别提供第一滤波信号和第二滤波信号。基于第二滤波信号，检测(框960)干扰信号的相对频率位置。基于检测到的相对频率位置来生成(框970)反馈信号。基于反馈信号来更新(框980)第一振荡信号，使得第一放大的输入信号在与更新的第一振荡信号混频时不位于干扰信号的频带处。
[0048] 尽管本文中示出并描述了多个实例，但是本发明的实施方案并不限于所示的细节，因为本领域的普通技术人员可以在权利要求书的等效物的范畴和范围内对本发明的实施方案进行各种修改和结构变化。
