一种基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统

摘要

本发明提供一种基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统，采用了DSP控制芯片并依据其内部的瞬时无功算法和有理插值法，获得用于无功补偿的无功补偿控制量，有效地提高了数据处理效率和控制性能；同时，将具有响应速度快、鲁棒性良好的滑模变结构控制应用于反馈调节所述无功补偿控制量，在提高控制系统响应速度的同时，减少超调量和稳态误差，并进一步与模糊控制相结合，有效地解决了滑模变结构控制的“抖振”问题，增强系统的稳定性，使得磁控电抗器的优良性能得到充分发挥，可以更广泛的应用到工程实际中。

权利要求

1.一种基于DSP的磁控电抗器控制方法，包括：

实时采集电力系统输入的电力信号以及磁控电抗器输出侧的电力信号，所述电力系统输入的电力信号作为输入信号，所述磁控电抗器输出侧输出的电力信号作为反馈信号；

对所述输入信号和所述反馈信号进行信号调理，同时对所述输入信号进行同步处理得到与所述输入信号同步的同步信号，输入信号、反馈信号以及同步信号一并送入DSP；

DSP以同步信号为基准，根据瞬时无功算法和有理插值法对所述输入信号和输出电力信号计算，获得当前时刻所要输出的无功补偿控制量；

DSP根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节；

所述DSP以同步信号为基准，根据模糊滑模控制调节后的无功补偿控制量产生当前时刻所要输出的PWM控制信号；

晶闸管根据所述PWM控制信号进行导通角变换，以控制磁控电抗器对电力系统的输入进行无功补偿；

其特征在于，所述DSP根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节的步骤包括：根据所述无功补偿控制量的无功电流指令值Iq*、以及所述反馈信号的无功电流反馈值Iq，获得的电流误差x1及电流误差x1的导数x2：定义滑模控制的滑模函数S＝Cx＝cx1+x2，其中，电力系统初始状态为S＝0的状态，S表示电力系统当前状态与滑模面的距离，C＝[c,1]，c为选定常数；

根据所述反馈信号的无功电流反馈值，获得所述磁控电抗器的传递函数

其中，Ts为磁控电抗器的晶闸管失控时间，Toi为所述反馈信号的无

功电流信号的反馈延迟时间，Ks为磁控电抗器的开环放大系数；

根据所述传递函数以及无功电流指令值Iq*、无功电流反馈值Iq获得表示系统稳定运行的电流状态方程：x＝Ax+Bu中的A、B值，其中x＝[x1，x2]，为电力系统输入信号的状态量，u为无功补偿控制量；

选取滑模控制的趋近律，根据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数；

依据所述滑模函数、状态方程以及模糊控制调整后的趋近律，获得模糊滑模控制的控制规律；

DSP依据所述模糊滑模控制的控制规律调整当前时刻所要输出的无功补偿控制量。

2.如权利要求1所述的基于DSP的磁控电抗器控制方法，其特征在于，所述趋近律为获得模糊滑模控制的控制规律为：u＝[-CAx-KS-ε·sgn(S)]/CB，

其中K、ε为滑模控制中趋近律的参数，均大于零，ε·sgn(S)为滑模控制项，距离 的导数即为状态趋于滑模面的运动速度，C、B矩阵可逆，由滑模控制项ε·sgn(S)来补偿。

3.如权利要求1所述的基于DSP的磁控电抗器控制方法，其特征在于，所述根据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数的步骤包括：设定模糊控制规则为：输入变量为切换函数的绝对值|S|，输出变量为趋近律的参数ε，且满足以下条件：若|S|为A’,则ε为B’，其中|S|和ε的模糊集合均为{ZR,PS,PM,PB}，ZR表示零，PS表示正小，PM表示正中，PB表示正大；

根据模糊控制规则，采用Mamdani推理方法，得到模糊控制量μj集合；

根据模糊控制量μj集合确定模糊控制量μj集合的隶属函数；

根据所述隶属函数以及模糊控制量μj集合得到模糊控制规律：

其中，A(μj)表示μj处的隶属度；

对输出值ε。进行比例变换即获得实时调整后的所述趋近律的参数ε。

4.一种基于DSP的磁控电抗器控制系统，设置在磁控电抗器的低压侧，其特征在于，包括信息采集模块、DSP控制处理模块以及驱动保护模块；其中：所述信息采集模块包括信号采集电路、调理电路和同步电路，所述信号采集电路的输入端分别连接电力系统的电力输出端以及磁控电抗器的输出端，所述信号采集电路的输出端分别连接调理电路和同步电路的输入端，所述调理电路和同步电路的输出端连接所述DSP控制处理模块；

所述DSP控制处理模块包括DSP芯片，所述DSP芯片包括ADC单元、CAP单元、补偿计算单元、滑模控制器、模糊控制器以及PWM单元，ADC单元的输入端与所述调理电路的输出端连接，CAP单元的输入端与所述同步电路的输出端连接，补偿计算单元的输入端分别连接ADC单元的输出端、CAP单元的输出端，补偿计算单元的输输出端连接滑模控制器的输入端，滑模控制器的输出端分别连接模糊控制器的输入端、PWM单元的输入端；其中所述CAP单元为捕捉单元；

所述驱动保护模块的驱动电路的输入端与所述PWM单元的输出端直接或间接连接，驱动电路的输出端通过晶闸管连接磁控电抗器的输入端。

5.如权利要求4所述的基于DSP的磁控电抗器控制系统，其特征在于，所述DSP控制处理模块还包括副控芯片CPLD，所述驱动保护模块包括驱动电路、开关量输入/输出电路、故障信号检测电路，所述PWM单元的输出端连接CPLD的驱动控制信号输入接口，CPLD的驱动控制信号输出接口连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接磁控电抗器的输入端，CPLD的故障检测接口连接故障信号检测电路，CPLD的输入/输出双向传输接口连接开关量输入/输出电路。

6.如权利要求4所述的基于DSP的磁控电抗器控制系统，其特征在于：所述滑模控制器包括加减法环节，加法环节1、2和3，绝对值环节1和2，比例环节1、2、3、4和5，微分环节，符号函数以及饱和函数；加减法环节的加法输入是系统无功电流的指令值Iq*，减法输入为磁控电抗器的输出端反馈的无功电流反馈值Iq，加减法环节输出的信号分流：一支信号依次经过绝对值环节1和比例环节1后输入到加法环节1，一支信号经过比例环节3输入到加法环节

2，一支信号经过微分环节后分别输入到加法环节2和绝对值环节2；绝对值环节2输出的信号经过比例环节2后输入到加法环节1，加法环节2的输出信号依次经过符号函数和比例环节4后与加法环节1的输出信号一起输入到加法环节3，加法环节3的输出信号依次经过比例环节5和饱和函数后得到滑模控制量并输出至PWM单元；PWM单元中的比较器将CAP单元输出的同步信号与所述滑模控制量进行比较，产生PWM控制信号。

说明书

一种基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统

技术领域

[0001] 本发明涉及电能质量稳定技术领域，尤其涉及一种基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统。

背景技术

[0002] 随着我国工业的飞速发展，对电力的需求越来越大，同时对电力供应的要求也越来越高，这就要求高效率、高质量的电力传输系统，智能电网应运而生。智能电网是以特高压电网为骨干网架，各级电网协调发展，具有信息化、自动化、互动化的特征，包含电力系统的发电、输电、变电、配电、用电和调度各个环节，覆盖所有电压等级，实现“电力流、信息流、业务流”的高度一体化融合的现代电网，它具有电能和信息双向流动特点，同时集分布式计算和实时通信的优越性于一体。智能电网的核心在于电网中电力供应商与用户之间的交互。

[0003] 智能电网由很多部分组成，包括：智能变电站，智能配电网，智能电能表，智能交互终端，智能调度，智能家电，智能用电楼宇，智能城市用电网，智能发电系统，新型储能系统。由此可见，智能电网的建设，势必会带来以下问题：

[0004] 1、现代工业、服务业和居民用电设备迅速增多，供电范围不断增大；

[0005] 2、城市电网中使用了大量的电缆线路，使线路对地电容增大并且形成很大的容性电流，造成电网中线路末端电压升高、线路损耗增加、供用电效率降低；

[0006] 3、家用电器和办公设备(如彩电、变频空调、计算机、通讯设备等)以及工业生产中各种自动化生产线、自动控制系统、变频调速设备、精密测量仪表设备等的广泛应用，会产生大量的谐波，因为这些设备内部都含有大量的整流逆变器件或装置，如开关电源、变频器以及荧光灯等；

[0007] 4、电网和用电系统中其他非线性负荷、冲击性负荷、干扰性负荷日益增加，也不断地影响电能质量。这些负荷在运行中，不仅会产生大量的无功功率，使功率因数降低。

[0008] 因此，在大电网条件下，改善电网的运行质量，提高电网的功率因数，减少线路损耗，有效地减少无功对电网的污染，保证高质量的电力供应已经成为当前电力传输领域中重要的技术焦点。其中，无功功率的平衡对提高电网的功率因数，改善电能质量是至关重要的。磁阀式可控电抗器(Magnetic-Valve Controllable Reactor,MCR)，作为现代电力系统中的新型无功补偿装置，综合了传统无功补偿装置的优点，其配合固定电容+可控电抗器所形成的并联补偿器，满足了电力系统中运行方式多变、负荷变化快的特点，实现平滑调节无功功率，可靠性高，谐波小，是电力系统中动态无功补偿的较好选择。

[0009] 目前，磁控电抗器的控制系统大多是存在着控制速度慢，精度不高、响应速度和超调量无法兼顾等缺点，制约了MCR优良性能的应用。因此为了在提高响应速度的同时，减小超调和稳态误差，需要设计更加先进用于控制磁控电抗器的控制系统及控制方法。

发明内容

[0010] 本发明的目的在于提供一种基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统，优化控制系统性能，提高响应速度，增强稳定性和抗干扰能力。

[0011] 为解决上述问题，本发明提出一种基于DSP的磁控电抗器控制方法，包括：

[0012] 实时采集电力系统输入的电力信号以及磁控电抗器输出侧的电力信号，所述电力系统输入的电力信号作为输入信号，所述磁控电抗器输出侧输出的电力信号作为反馈信号；

[0013] 对所述输入信号和所述反馈信号进行信号调理，同时对所述输入信号进行同步处理得到与所述输入信号同步的同步信号，输入信号、反馈信号以及同步信号一并送入DSP；

[0014] DSP以同步信号为基准，根据瞬时无功算法和有理插值法对所述输入信号和输出电力信号计算，获得当前时刻所要输出的无功补偿控制量；

[0015] DSP根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节；

[0016] 所述DSP以同步信号为基准，根据模糊滑模控制调节后的无功补偿控制量产生当前时刻所要输出的PWM控制信号；

[0017] 晶闸管根据所述PWM控制信号进行导通角变换，以控制磁控电抗器对电力系统的输入进行无功补偿。

[0018] 进一步的，对所述输入信号和所述反馈信号进行信号调理的步骤包括：

[0019] 对所述输入信号中的电压信号进行同步处理，生成所述同步信号并送入DSP；

[0020] 对所述输入信号进行放大、电平提升以及滤波，并送入DSP。

[0021] 进一步的，所述DSP在获得当前时刻所要输出的无功补偿控制量之前，还包括：

[0022] 将接收的所述输入信号和所述反馈信号转换为数字信号；

[0023] 根据瞬时无功算法对所述输入信号和所述反馈信号计算，获得所述电力系统输入的电力学参数，所述电力学参数包括有功功率、无功功率和功率因数中的至少一种；

[0024] 比较所述电力学参数与预设的电力学参数阈值的大小，来判断是否需要对所述电力系统进行无功补偿。

[0025] 进一步的，所DSP根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节的步骤包括：

[0026] 根据所述无功补偿控制量的无功电流指令值Iq*、以及所述反馈信号的无功电流反馈值Iq，获得的电流误差x1及电流误差x1的导数x2：

[0027]

[0028] 定义滑模控制的滑模函数S＝Cx＝cx1+x2，其中，电力系统初始状态为S＝0的状态，S表示电力系统当前状态与滑模面的距离，C＝[c,1]，c为选定常数；

[0029] 根据所述反馈信号的无功电流反馈值，获得所述磁控电抗器的传递函数其中，Ts为磁控电抗器的晶闸管失控时间，Toi为所述反馈信号的无功电流信号的反馈延迟时间，Ks为磁控电抗器的开环放大系数；

[0030] 根据所述传递函数以及无功电流指令值Iq*、无功电流反馈值Iq获得表示系统稳定运行的电流状态方程 中的A、B值，其中x＝[x1，x2]，为电力系统输入信号的状态量，u为无功补偿控制量；

[0031] 选取滑模控制的趋近律，根据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数；

[0032] 依据所述滑模函数、状态方程以及模糊控制调整后的趋近律，获得模糊滑模控制的控制规律；

[0033] DSP依据所述模糊滑模控制的控制规律调整当前时刻所要输出的无功补偿控制量。

[0034] 进一步的，所述趋近律为 获得模糊滑模控制的控制规律为：

[0035] u＝[-CAx-KS-ε·sgn(S)]/CB，

[0036] 其中K、ε为滑模控制中趋近律的参数，均大于零，ε·sgn(S)为滑模控制项，距离的导数即为状态趋于滑模面的运动速度，C、B矩阵可逆，由滑模控制项ε·sgn(S)来补偿。

[0037] 进一步的，根据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数的步骤包括：

[0038] 设定模糊控制规则为：输入变量为切换函数的绝对值|S|，输出变量为趋近律的参数ε，且满足以下条件：若|S|为A’,则ε为B’，其中|S|和ε的模糊集合均为{ZR,PS,PM,PB}，ZR表示零，PS表示正小，PM表示正中，PB表示正大；

[0039] 根据模糊控制规则，采用Mamdani推理方法，得到模糊控制量μj集合；

[0040] 根据模糊控制量μj集合确定模糊控制量μj集合的隶属函数；

[0041] 根据所述隶属函数以及模糊控制量μj集合得到模糊控制规律：

[0042] 其中，A(μj)表示μj处的隶属度；

[0043] 对输出值ε°进行比例变换即获得实时调整后的所述趋近律的参数ε。

[0044] 进一步的，所述的基于DSP的磁控电抗器控制方法，还包括：

[0045] 所述PWM控制信号经过CPLD扩展接口送入驱动电路，进行放大、隔离，转为晶闸管触发信号，以完成对磁控电抗器的有效控制；

[0046] 所述CPLD还将在所述磁控电抗器输出侧监测到的开关量输入信号、故障信号反馈给DSP，所述DSP根据所述开关量输入信号、故障信号产生保护控制信号。

[0047] 本发明还提供一种基于DSP的磁控电抗器控制系统，设置在磁控电抗器的低压侧，包括信息采集模块、DSP控制处理模块以及驱动保护模块；其中：

[0048] 所述信息采集模块包括信号采集电路、调理电路和同步电路，所述信号采集电路的输入端分别连接电力系统的电力输出端以及磁控电抗器的输出端，所述信号采集电路的输出端分别连接调理电路和同步电路的输入端，所述调理电路和同步电路的输出端连接所述DSP控制处理模块；

[0049] 所述DSP控制处理模块包括DSP芯片，所述DSP芯片包括ADC单元、CAP单元、补偿计算单元、滑模控制器、模糊控制器以及PWM单元，ADC单元的输入端与所述调理电路的输出端连接，CAP单元的输入端与所述同步电路的输出端连接，补偿计算单元的输入端分别连接ADC单元的输出端、CAP单元的输出端，补偿计算单元的输输出端连接滑模控制器的输入端，滑模控制器的输出端分别连接模糊控制器的输入端、PWM单元的输入端；

[0050] 所述驱动保护模块的驱动电路的输入端与所述PWM单元的输出端直接或间接连接，驱动电路的输出端通过晶闸管连接磁控电抗器的输入端。

[0051] 进一步的，所述DSP控制处理模块还包括副控芯片CPLD，所述驱动电路的输入端与所述PWM单元的输出端通过CPLD间接连接；或者，

[0052] 所述DSP控制处理模块还包括副控芯片CPLD，所述驱动保护模块包括驱动电路、开关量输入/输出电路、故障信号检测电路，所述PWM单元的输出端连接CPLD的驱动控制信号输入接口，CPLD的驱动控制信号输出接口连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接磁控电抗器的输入端，CPLD的故障检测接口连接故障信号检测电路，CPLD的输入/输出双向传输接口连接开关量输入/输出电路。

[0053] 进一步的，所述滑模控制器包括加减法环节，加法环节1、2和3，绝对值环节1和2，比例环节1、2、3、4和5，微分环节，符号函数以及饱和函数；加减法环节的加法输入是系统无功电流的指令值Iq*，减法输入为磁控电抗器的输出端反馈的无功电流反馈值Iq，加减法环节输出的信号分流：一支信号依次经过绝对值环节1和比例环节1后输入到加法环节1，一支信号经过比例环节3输入到加法环节2，一支信号经过微分环节后分别输入到加法环节2和绝对值环节2；绝对值环节2输出的信号经过比例环节2后输入到加法环节1，加法环节2的输出信号依次经过符号函数和比例环节4后与加法环节1的输出信号一起输入到加法环节3，加法环节3的输出信号依次经过比例环节5和饱和函数后得到滑模控制量并输出至PWM单元；PWM单元中的比较器将CAP单元输出的同步信号与所述滑模控制量进行比较，产生PWM控制信号。

[0054] 与现有技术相比，本发明提供的基于DSP的磁控电抗器控制方法及系统，采用了DSP控制芯片并依据其内部的瞬时无功算法和有理插值法，获得用于无功补偿的无功补偿控制量，有效的提高了数据处理效率和控制性能；同时，将具有响应速度快、鲁棒性良好的滑模变结构控制应用于反馈调节所述无功补偿控制量，在提高控制系统响应速度的同时，减少超调量和稳态误差，并进一步与模糊控制相结合，有效地解决了滑模变结构控制的“抖振”问题，增强系统的稳定性，使得磁控电抗器的优良性能得到充分发挥，可以更广泛的应用到工程实际中。

附图说明

[0055] 图1是本发明具体实施例的无功补偿装置原理简化图；

[0056] 图2是本发明具体实施例的基于DSP的磁控电抗器控制系统的结构示意图；

[0057] 图3是本发明具体实施例的滑模控制器的结构示意图；

[0058] 图4是本发明具体实施例的基于DSP的磁控电抗器控制方法流程图。

具体实施方式

[0059] 为使本发明的目的、特征更明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明，然而，本发明可以用不同的形式实现，不应只是局限在所述的实施例。

[0060] 如图1所示，本发明提供的基于DSP的磁控电抗器控制系统，可以应用在电力系统的无功补偿方面，基于DSP的磁控电抗器控制系统与FC滤波器、磁控电抗器MCR连接后可以组成电力系统的动态无功补偿装置。其中，FC滤波器是由固定电容器和滤波电感串联组成，主要用于提供电力系统所需的容性无功功率、滤除负载及MCR本身产生的谐波电流。MCR并联与电力系统中，主要用于平衡电力系统中由于负载变化产生的感性无功功率，抵消FC滤波器的过补偿容性无功，保持系统的无功功率平衡，大大弥补单一固定电容器组进行无功补偿的缺陷。基于DSP的磁控电抗器控制系统连接于MCR低压侧，主要用于采集电力系统的实时数据，检测无功功率变化，确定MCR补偿容量(本实施例中为移相控制角)，发出控制信号(包含移相控制角或其等效信息的PWM信号，例如电流信号、电压信号等)驱动晶闸管来控制MCR工作，实现无功补偿。

[0061] 如图2所示，本发明提供的基于DSP的磁控电抗器控制系统，包括信息采集模块10、DSP控制处理模块以及驱动保护模块40。

[0062] 所述信息采集模块10包括信号采集电路、调理电路104和同步电路103，信号采集电路主要有电流互感器102、电压互感器101组成，电压互感器101可以实时采集电力系统的电力输出端(即电网母线)的电压信号，采集的电压信号分为两路输出：一路送入同步电路103，产生同步信号送入DSP控制处理模块，作为其DSP芯片20的ADC单元201的转换触发信号以及事件管理器(EVA)的时钟输入信号，被DSP芯片20的捕捉单元(CAP)202捕捉，使得最终DSP芯片20的PWM单元206能依据该同步信号产生跟随电力系统频率变化的PWM控制信号，以完成对MCR的准确控制；另一路电压信号和电流互感器102采集的电流信号一并送入调理电路，经过调理电路的滤波、调理送入DSP芯片20的ADC单元201进行采样，其中电流互感器102可以实时采集电力系统的电力输出端(即电网母线)的电流信号以及MCR输出端的电流信号(该电流作为反馈信号)。因此本实施例中，实时采集的电力系统输入的输入电力信号包括电流信号和电压信号，实时采集的磁控电抗器输出侧的输出电力信号为电流信号；电压互感器101和电流互感器102可以将电力系统(交流电电网)的高电压、大电流按比例变换为一个安全且标准化的低电压、小电流，以便后续DSP芯片20的ADC单元201进行数据处理和计算；同步电路103用于完成对输入的电压信号的频率进行跟踪，电力系统中的电力信号时刻变化，使得基波频率在50HZ左右波动，同步电路103可以根据实际情况对采集点进行调整，将检测到的系统交流电压信号通过电压跟随器、滤波电路以及过零比较电路，得到与系统电压同步的方波信号，送入DSP的CAP单元，从而控制DSP芯片20的ADC单元的采样频率和A/D转换的起始时间，以保证一个周期内从电力系统准确地采集到需要数量的电力信号；调理电路104可以对采集的电力信号(包括电力系统母线上的电力信号以及MCR输出的电力信号)进行放大、电平提升以及滤波，形成适合ADC单元201采样的信号。

[0063] 本实施例中，DSP控制处理模块采用DSP+CPLD(可编程逻辑器件)的控制架构，以此避免单片机为核心或选用单DSP为核心的控制处理模块带来的缺陷，提高响应速度的同时，减小超调和稳态误差。所述DSP芯片20作为主控芯片，CPLD芯片30作为副控芯片，DSP芯片20和CPLD芯片30之间可以实现数据的双向传递。其中，DSP芯片20包括ADC单元201、CAP单元202、补偿计算单元203、滑模控制器204、模糊控制器205、PWM单元206以及I/O接口207。

[0064] ADC单元201能够自动完成数据采样以及模拟量到数字量的A/D转换过程，其作用是获取电力系统的电压、电流瞬时值，本实施例中，ADC单元201的中断服务程序根据瞬时无功算法对接收的电压信号、电流信号进行计算，获得电力系统的电压有效值、电流有效值、有功功率、无功功率、功率因素等电力参数以及反馈的MCR输出端的无功电流瞬时值，MCR输出端的无功电流瞬时值即为无功电流反馈值。ADC单元201的触发信号为同步电路104产生的同步信号，由此ADC单元201采样的信号波周期与电力系统的电压周期保持一致，确保了每一个周期内ADC201对电力信号采样的数量一致。

[0065] 补偿计算单元203以CAP单元202捕捉的同步信号为时钟信号，并将ADC单元201当前时刻计算出的电力参数与内部预设的电力学参数阈值进行大小比较，来判断是否需要对所述电力系统进行无功补偿。例如判断无功功率Q是否超过预设值Q0，若超过，则需要对电力系统的输入进行无功补偿，吸收负载运行中产生的大量的无功功率，使功率因数提高。

[0066] 本实施例中，MCR支路上所需的无功补偿电流是通过PWM单元206输出的控制信号经驱动电路401来调节晶闸管402的导通角大小，进而来调节MCR支路的等效基波电抗实现的，因此，精确控制了晶闸管402的导通角，就精确控制了MCR的无功补偿电流量，进而精确进行无功补偿。因此，补偿计算单元203以有理插值法求解MCR动态无功补偿的移相控制角α，其计算方法是：先求解MCR基波电流有效值(即无功电流反馈值Iq)与移相控制角α关系，然后构造有理插值函数，在验证已构造有理插值函数的精度符合要求后，再根据移相控制角与无功补偿电流的关系公式求出移相控制角α。即本实施例的无功补偿控制量为移相控制角α，移相控制角α就是输送至驱动电路401的PWM控制信号的相位变化，表示了无功补偿时的无功电流指令值Iq*的大小，当α＝180°时，相当于将MCR支路断开，MCR无感性无功输出，当α在0°～180°之间时，逐渐减小移相控制角α，MCR感性无功输出增加，无功电流指令值Iq*逐渐增大。当α＝0°时，晶闸管402完全导通，导通角δ＝180°，MCR对电力系统的输入进行最大化的感性无功补偿，无功电流指令值Iq*最大。这种有理插值法计算移相控制角的方法，计算量小、精度较高，执行效率高。

[0067] 当需要进行无功补偿时，根据有理插值法，计算出当前时刻所要输出的移相控制角，进而PWM单元206产生PWM控制信号，并通过驱动电路控制MCR的感性无功功率输出大小。为实现更加快速、准确实现补偿计算单元203的移相控制，引入模糊滑模变结构控制对补偿计算单元203的无功补偿控制量Iq进行负反馈调节。

[0068] 滑模变结构控制是指若一个系统在运行过程中，可以有不同的控制规律u(x)进行切换，但任何一种控制规律都不能使系统处于稳定状态。此时，依据系统状态设置切换函数S(x)(或称滑模函数)，系统从不同控制规律下的任何初始状态开始都会进入到S(x)＝0的状态，并且按此状态做使系统呈现稳定状态的滑动模态运动。滑模变结构控制最大的特点是其滑动模态是可以设计的，且与系统参数及扰动无关，使得滑模运动的系统具有很好的鲁棒性。

[0069] 本实施例中的滑模控制器204的设计原理如下：

[0070] 在系统动态过程中，晶闸管402导通后，在失控时间Ts(从控制电源开始变化到晶闸管关断前的时间段)内，控制电压变化不起作用。因此晶闸管触发装置的数学模型可以等效为滞后环节，磁阀式可控电抗器的传递函数表示为：

[0071]

[0072] 利用泰勒级数展开得到：

[0073]

[0074] 由于磁控电抗器的工作原理等同于一般的可控全波整流，而全波可控整流电路最-3大失控时间为10ms，因此可取，磁控电抗器MCR的晶闸管失控时间Ts＝5*10 秒。考虑到系统的工作频率为50Hz，因此可以忽略掉展开式中的高次项，得到磁控电抗器的传递函数：

[0075] 其中，Ks为磁控电抗器的开环放大系数。

[0076] 本发明以系统电流环为目标进行滑模控制器设计。在电流的实际检测环节中，由于电流互感器、调理电路及滤波电路的影响，电流检测环节传递函数可用一阶惯性环节表示。电流环检测环节传递函数为：

[0077]

[0078] 式中，Toi为MCR的无功电流信号反馈的延迟时间，取为2*10-4秒，而幅值系数可以通过调整增益缩放为1。通过调整和简化，电流环检测环节的控制对象传递函数简化为:

[0079]

[0080] 以系统的电流环为例，设无功电流指令值为Iq*，无功电流反馈值为Iq。将电流误差x1及电流误差x1的导数x2作为状态量，即

[0081]

[0082] 采用滑模控制，首先要定义滑模面，即滑模函数、切换函数：S＝Cx＝cx1+x2，其中矩阵C＝[c,1]，c为选定常数，具有影响滑模运动的稳定性和响应速度的性能，适度地调大c可以增强以上性能，但调节过大会导致系统抖振增大，因此要根据实际适当选取。

[0083] 然后，设系统稳定运行的电流状态方程为 其中，x＝[x1，x2]为系统的状态量，u为输入量，对应本实施例中，x为电力系统输入信号的状态量，代表了电力系统输入的电流值，u为无功补偿控制量，代表了无功补偿的控制量值，滑模控制器204设计的最终目的是实现补偿计算单元203能够稳定的进行无功补偿控制，获得控制规律u(x)；

[0084] 由上面得到的磁控电抗器的无功电流传递模型，并在保证系统稳定运行时，根据电力系统实际情况，适当选取Ks，可得到状态方程中A、B值。

[0085] 本实施例中，磁控电抗器的无功电流传递模型为：

[0086]

[0087] 选取指数趋近律 其中K、ε为滑模控制中趋近律的参数，均大于零，ε·sgn(S)为滑模控制项，S表示状态距离滑模面的距离，距离的导数 即为系统状态趋于滑模面的运动速度。当S→0时，KS→0，但是ε·sgn(S)并不趋于零，故 也不趋于零，系统状态将会来回地穿越滑模面而造成抖振，并且抖振的强度由的大小由来决定。在本发明的其他实施例中，也可以选取其他趋近律，例如等次趋近律或幂次趋近律。

[0088] 根据指数趋近律、状态方程、滑模函数，可以得到滑模控制的控制规律为：

[0089] u＝[-CAx-KS-ε·sgn(S)]/CB＝[-(CA+KC)x-ε·sgn(S)]/CB＝[αx1+βx2-ε·sgn(S)]/CB；

[0090] 式中，C、B矩阵可逆，它可由滑模控制项ε·sgn(S)来补偿，α、β是矩阵乘法后得到的等效常数项。

[0091] 请参考图2和图3，滑模控制器204按照上述控制规律来构建运算环节，包括加减法环节，加法环节1、2和3，绝对值环节1和2，比例环节1、2、3、4和5，微分环节，符号函数以及饱和函数；加减法环节的加法输入是补偿计算单元203计算的无功电流指令值Iq*，减法输入为反馈信号中的无功电流反馈值Iq，加减法环节输出的信号(即电流误差x1)分流：第一支信号依次通过绝对值环节1(即求出|x1|)和比例环节1(即求出α|x1|)到加法环节1，第二支信号通过比例环节3(即求出cx1)到加法环节2，第三支信号通过微分环节(即求出x1的导数x2)分别输入到加法环节2和绝对值环节2(即求出|x2|)；绝对值环节2输出的信号(即|x2|)通过比例环节2(即求出β|x2|)到加法环节1，加法环节2的输出信号(即S＝Cx＝cx1+x2)通过符号函数到比例环节4(即-εsgn(S))与加法环节1的输出信号(即α|x1|+β|x2|)一起输入到加法环节3，加法环节3的输出(即αx1+βx2-ε·sgn(S))依次经过比例环节5(即[αx1+βx2-ε·sgn(S)]/CB)、饱和函数(即输入达到一定的值后输出就不再变化了)后得到滑模控制量(即无功补偿量)输出至PWM单元206；PWM单元206中的比较器将CAP单元输出的同步信号与所述滑模控制量进行比较，产生PWM控制信号。

[0092] 请参考图2和图3，模糊控制器205减少滑模控制器204的抖振不利影响，改善系统的动态性能，加快系统的稳定速度，根据滑模控制器204的滑模切换量S的绝对值大小，实时的调整滑模控制趋近律的参数ε。

[0093] 模糊控制器的输入变量为|S|，输出变量为ε。根据模糊控制理论，描述输入和输出变量的语言值的模糊子集均为:

[0094] {ZR,PS,PM,PB}；

[0095] 其中：ZR：零，PS：正小，PM：正中，PB：正大。

[0096] 将输入变量|S|和输出变量ε量化6个等级：{0,1,2,3,4,5}，模糊控制规则可作如下描述：

[0097] Ruleε：if |s| is A',then ε is B'。

[0098] 根据控制经验，当|S|为PB时，表示系统状态距离滑模面很远，此时需要一个大的趋近率参数ε以加快趋近速度，即ε应为PB；当|S|为PS时，表示系统状态离滑模面较近，此时需要一个较小的使得趋近速度变慢以减小抖振，即ε应为PS。基于上述经验，采用如下控制规则表：

[0099]

[0100] 在这里，隶属函数的形状选取三角形

[0101] 其中a≤b≤c。

[0102] 首先，根据控制规则采用Mamdani推理方法，得到模糊集合控制量，然后选择如下重心法公式得出控制器精确的输出值ε0，最后经过比例变换即可变为实际的控制量ε。，其中，输出值ε0满足：

[0103] A(μj)表示μj处的隶属度。

[0104] 请参考图2，CPLD芯片30主要负责扩展I/O接口，PWM单元206输出多路控制信号，多路控制信号其中一路信号即包含无功补偿量信息的PWM控制信号，用于控制驱动保护模块40的驱动电路401工作，其余路控制信号例如用于控制驱动保护模块40的其他电路的工作，本实施例中，所述驱动保护模块40包括用于驱动电路401，受驱动电路401驱动的晶闸管
402、开关量输入/输出电路403、故障信号检测电路404，开关量输入/输出电路403用于保护MCR，通过CPLD芯片30与DSP双向通信，输出DSP芯片20对测控对象控制的状态控制信号，实现DSP芯片20对测控对象的状态信号收集、控制等；故障信号检测电路404用于保护MCR并在发生故障时报警，可以将MCR的故障情况通过CPLD芯片30及时向DSP芯片20反应，DSP芯片20根据故障保护算法对故障情况进行分析，并输出保护控制信号，起到保护和报警作用。因此PWM单元输出的多路控制信号中的其余控制信号还包括控制开关量输入/输出电路403、故障信号检测电路404的控制信号。PWM单元206输出的多路控制信号通过CPLD芯片20扩展出来不同输出接口进行分发，其中的包含无功补偿量信息的PWM控制信号即可通过CPLD芯片扩展出来的对应I/O接口送到驱动电路401，控制开关量输入/输出电路403的控制信号分发给开关量输入/输出电路403，控制故障信号检测电路404的保护控制信号分发给故障信号检测电路404。为了节约DSP芯片20的运算资源同时最大化的利用CPLD芯片30的资源，可以将一些信号处理及运算程序设置在CPLD芯片30中，CPLD芯片将向外分发的信号进行最终处理后分发出去，或者将向DSP反馈的信号经过初步运算处理后再反馈至DSP进行进一步处理，这样一来还可以提高控制系统的响应速度和控制速度，使得该基于DSP的磁控电抗器控制系统能够更好适用于更多功能、更加智能的电力系统中。此外，所述DSP芯片20的I/O接口
207与上位机50连接，实现上位机50对DSP芯片处理过程以及结果的监控和操作。

[0105] 所述DSP芯片选用TI公司的TMS320系列，例如TMS320F2812；所述CPLD芯片选用CPLD MAX 7000A系列。

[0106] 请参考图4所示，本发明还提供一种基于DSP的磁控电抗器控制系统的控制方法，包括：

[0107] S1，实时采集电力系统输入的电力信号以及磁控电抗器输出侧的电力信号，所述电力系统输入的电力信号作为输入信号，所述磁控电抗器输出侧输出的电力信号作为反馈信号；

[0108] S2，对所述输入信号和所述反馈信号进行信号调理，同时对所述输入信号进行同步处理得到与所述输入信号同步的同步信号，输入信号、反馈信号以及同步信号一并送入DSP；

[0109] S3，DSP以同步信号为基准，根据瞬时无功算法和有理插值法对所述输入信号和输出电力信号计算，获得当前时刻所要输出的无功补偿控制量；

[0110] S4，DSP根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节；

[0111] S5，所述DSP以同步信号为基准，根据模糊滑模控制调节后的无功补偿控制量产生当前时刻所要输出的PWM控制信号；

[0112] S6，晶闸管根据所述PWM控制信号进行导通角变换，以控制磁控电抗器对电力系统的输入进行无功补偿。

[0113] 请参考图2，在步骤S1中，通过电压互感器101、电流互感器102实时采集电力系统的母线电压、电流信号以及MCR输出侧的电流信号，所述母线电压、电流信号作为输入信号，所述MCR输出侧的电流信号作为反馈信号。

[0114] 在步骤S2中，母线电压信号、电流信号以及反馈信号为模拟信号，经过调理电路104的放大、电平提升以及滤波处理后，进入DSP芯片20采样口，经过其ADC单元202转换成数字信号，同时，母线电压信号经过同步电路103的同步处理后输出为同步方波信号(脉冲信号)，进入DSP芯片20的CAP单元303捕获，作为DSP的外部中断信号，提供实时跟踪系统依据。

[0115] 在步骤S3中，ADC单元202的中断服务程序根据瞬时无功算法对接收的电压信号、电流信号进行计算，获得电力系统的电压有效值、电流有效值、有功功率、无功功率、功率因素等电力参数以及反馈信号的无功电流瞬时值、有效值等，补偿计算单元203根据ADC计算结果判断电力系统是否需要进行无功补偿，当需要无功补偿时，根据有理插值法计算出当前时刻所要输出的无功补偿控制量，无功补偿控制量例如为移相控制角，有理插值法如何计算移相控制角的原理参考上述内容，在此不再赘述。

[0116] 请参考图2和图3，在步骤S4中，滑模控制器204按照特定的滑模控制规律对补偿计算单元203输出的无功补偿控制量进行滑模控制调节；模糊控制器205按照设定的模糊控制规则实时的调整滑模控制趋近律的参数ε，产生稳定的无功补偿控制量，具体地，滑模控制器204和模糊控制器205根据所述反馈信号对所述无功补偿控制量进行模糊滑模控制调节的步骤包括：

[0117] 根据所述无功补偿控制量的无功电流指令值Iq*、以及所述反馈信号的无功电流反馈值Iq，获得的电流误差x1及电流误差x1的导数x2：

[0118]

[0119] 定义滑模控制的滑模函数S＝Cx＝cx1+x2，其中，电力系统初始状态为S＝0的状态，S表示电力系统当前状态与滑模面的距离，C＝[c,1]，c为选定常数；

[0120] 根据所述反馈信号的无功电流反馈值，获得所述磁控电抗器的传递函数其中，Ts为磁控电抗器的晶闸管失控时间，Toi为所述反馈信号的无功电流信号的反馈延迟时间，Ks为磁控电抗器的开环放大系数；

[0121] 根据所述传递函数以及无功电流指令值Iq*、无功电流反馈值Iq获得表示系统稳定运行的电流状态方程 中的A、B值，其中x＝[x1，x2]，为电力系统输入信号的状态量，u为无功补偿控制量；

[0122] 选取滑模控制的趋近律 模糊控制器205根据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数ε；

[0123] 依据所述滑模函数、状态方程以及模糊控制调整后的趋近律，获得模糊滑模控制的控制规律u＝[-CAx-KS-ε·sgn(S)]/CB，其中K、ε为滑模控制中趋近律的参数，均大于零，ε·sgn(S)为滑模控制项，距离 的导数即为状态趋于滑模面的运动速度，C、B矩阵可逆，由滑模控制项ε·sgn(S)来补偿；

[0124] 依据所述模糊滑模控制的控制规律调整当前时刻所要输出的无功补偿控制量。

[0125] 其中，模糊控制器205根据据设定的模糊控制规则实时调整所述趋近律的参数的步骤包括：

[0126] 设定模糊控制规则为：输入变量为切换函数的绝对值|S|，输出变量为趋近律的参数ε，且满足以下条件：若|S|为A’,则ε为B’，其中|S|和ε的模糊集合均为{ZR,PS,PM,PB}，ZR表示零，PS表示正小，PM表示正中，PB表示正大；

[0127] 根据模糊控制规则，采用Mamdani推理方法，得到模糊控制量μj集合；

[0128] 根据模糊控制量μj集合确定模糊控制量μj集合的隶属函数；

[0129] 根据所述隶属函数以及模糊控制量μj集合得到模糊控制规律：

[0130] 其中，A(μj)表示μj处的隶属度；

[0131] 对输出值ε°进行比例变换即获得实时调整后的所述趋近律的参数ε。

[0132] 请继续参考图2，在步骤S5中，PWM单元206以CAP单元202的同步信号为基准，根据滑模控制204输出的无功补偿控制量(移相控制角)，产生相应的PWM控制信号，经过CPLD芯片30的扩展接口送入驱动电路401。

[0133] 请参考图2，在步骤S6中，驱动电路401对PWM控制信号进行放大、隔离，产生用于驱动晶闸管402的稳定可靠的触发信号(脉冲信号)，晶闸管402在PWM控制信号的触发下导通，从而对MCR的有效控制，完成当前时刻的无功补偿。

[0134] 为了保证控制系统稳定、可靠运行，本发明提供的磁控电抗器的控制方法还包括：通过故障信号检测电路404和开关量输入/输出电路403对系统模拟信号和MCR本体开关信号监测以及故障识别，以在必要时控制晶闸管402的强制性通断，即所述CPLD芯片30将在MCR输出侧监测到的开关量输入信号、故障信号反馈给DSP芯片20，DSP芯片20根据所述开关量输入信号、故障信号产生保护控制信号。进一步的，还通过DSP芯片20的I/O接口207实现上位机50的远程监控。

[0135] 综上所述，本发明的磁控电抗器控制系统进一步采用了DSP和CPLD的双控制芯片，有效的提高了控制系统的数据处理效率和控制性能；同时，将具有响应速度快、鲁棒性良好的滑模变结构控制应用于磁控电抗器控制系统，有效的解决了传统PID控制器的缺陷，在提高控制系统响应速度的同时，减少超调量和稳态误差。与模糊控制相结合，有效的解决了变结构控制的“抖振”问题，增强系统的稳定性，使得磁控电抗器的优良性能得到充分发挥，可以更广泛的应用到工程实际中。

[0136] 显然，本领域的技术人员可以对发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。