本发明公开了一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，属于级联多电平逆变器的调制领域。常规单极性SPWM会带来不必要开关次数，随着级联单元数目增加，这种不必要开关次数将会叠加。本发明针对单极性调制方式会带来不必要开关次数的问题提出了一种级联多电平逆变器开关次数最小化调制策略，包括整体上级联结构采用载波移相的调制方式；在单个级联单元采用改进的单极性调制方式，对级联型多电平逆变器每个H桥单元斩波臂上的开关管的开关状态进行改进；计算出一个调制周期内斩波臂上开关状态所占时间百分比。该调制策略较常规单极性SPWM可以大大降低开关次数，并且不会由于开关次数的减少引起输出性能的变差。
1.一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，其特征在于：设定H桥级联型多电平逆变器中，每个子模块的三角载波信号变化范围相同，且为-1～1之间变化，相邻两个子模块的三角载波相角差为360°/N，其中N为级联子模块个数；所述调制的方法如下：(1)将幅值为-1至1的正弦波调制信号与零电平进行比较后，得到方波信号，该方波信号依次为H桥级联多电平逆变器各个子模块方向臂功率开关器件的一路驱动信号Vgn1；
(2)对步骤(1)获得的方波信号逻辑取反，得到H桥级联多电平逆变器各个子模块方向臂功率开关器件的另一路驱动信号Vgn2；
(3)将步骤(1)中的正弦波调制信号与H桥级联多电平逆变器各个子模块对应的三角载波信号比较后得到一路与各个功率子模块斩波臂功率开关器件相关联的PWM脉冲信号Vg3n’；
(4)将步骤(3)得到的PWM脉冲信号逻辑取反，得到另一路与各个功率子模块斩波臂功率开关器件相关联的PWM脉冲信号Vg4n’；
H桥级联多电平逆变器是由多个H桥单元结构直接级联构成，单个H桥单元方向臂和斩波臂驱动信号通过以下步骤获得：(5)采用步骤(1)和步骤(2)得到单个功率模块方向臂功率器件的驱动信号Vgn1和Vgn2；
(6)采用步骤(3)和步骤(4)得到两路PWM脉冲信号Vgn3’和Vgn4’，n为第n个H桥单元；
(7)在无源线性负载下，基波分量I01滞后于基波电压U01，且相位差公式为：ω为逆变角频率，L0为负载电感，R0为负载电阻；
(8)在一个调制周期内，当步骤(5)得到的Vgn1信号由高电平跳变为低电平时，负载电压值为零，并通过步骤(7)相位差公式求出此时负载电流值I，并将此时刻定义为一个零时刻，得到的电流为初始电流I0；
(9)在步骤(8)基础上，假设在Vgn1信号为低时对应步骤(6)的Vgn3’信号为高，此时单个功率模块的工作模式是由负载、二极管Dn2及开关管Sn3构成放电回路1，回路方程为：可得：
(10)在步骤(9)基础上，当Vgn3’信号由高电平变为低电平，此时单个功率模块的工作模式是由二极管Dn4、负载、电源构成的放电回路2，回路方程为：U为电源电压；
其中，i0为经过上一个放电回路后负载上输出的电流值；
(11)步骤(9)和步骤(10)中的ta和tb分别是放电回路1和放电回路2的放电时间，采用不对称规则采样法的SPWM脉冲生成方法转换为计算放电时间ta和tb，直到通过放电电路计算出步骤(9)或步骤(10)中负载输出的电流值i＝0或i<0；
(12)计算出的时间ta与tb之和就为步骤(8)记载的负载在一个调制周期内，Vgn1信号变低后放电到零所用总时间tx，设一个方波信号为Vgx，其占空比为：Tx为Vgx的周期；
(13)将步骤(6)得到的PWM信号Vgn3’与步骤(12)得到的方波信号Vgx进行逻辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的一路驱动信号Vgn3；
(14)将步骤(12)的方波信号Vgx向前移180°，得到Vgx’信号；
(15)将步骤(6)得到的PWM信号Vgn4’与步骤(14)得到的方波信号Vgx’进行逻辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的另一路驱动信号Vgn4。
H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法
技术领域
[0001] 本发明涉及级联多电平逆变器的调制领域，特指一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法。
背景技术
[0002] H桥级联多电平逆变器开关器件上的电压应力小、模块化程度高、电平数多、易于实现冗余性、易于扩展和控制、输出电压谐波特性好、故障容错能力强等，用低压电力电子器件实现高压大功率电能转换，可应用于高压直流输电、静止同步补偿器和有源电力滤波器、光伏发电和燃料电池发电等再生能源装置以及大功率高燕变频电机驱动等高压大功率装置中。
[0003] 调制技术是H桥级联型多电平逆变器的关键技术。H桥级联型多电平逆变器采用的调制方法主要包括阶梯波调制、特定谐波消除PWM、载波相移SPWM以及多电平SVPWM等。其中载波移相SPWM使目前级联多电平逆变器普遍采用的一种调制技术。传统的载波移相SPWM一般采用倍频SPWM调制方法，因而每个功率子模块需要2个PWM发生器产生驱动信号，对于H桥级联多电平逆变器而言，必然需要占有大量的处理器资源。将单极性SPWM调制方式引入到载波移相SPWM中，较传统的采用倍频SPWM调制方法可以减少一半的PWM发生器，节约了大量处理器资源。
[0004] 常规单极性SPWM调制方式较双极性SPWM调制方式具有开关损耗小、谐波失真低等优点；较倍频式SPWM调制方式可以减少一半的PWM发生器，节约了处理器资源。然而，常规单极性SPWM对H桥逆变器斩波臂上的功率开关器件会带来不必要的开关次数，且随着H桥级联多电平逆变器的级数增加这种不必要的开关次数将会更加明显。
发明内容
[0005] 本发明的目的是针对常规单极性SPWM对H桥逆变器斩波臂上的功率器件带来不必要开关次数的问题，提出了一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，旨在减少H级联多电平逆变器的开关次数。
[0006] 1、本发明提供了一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，设定H桥级联型多电平逆变器中，每个子模块的三角载波信号变化范围相同，且为-1～1之间变化，相邻两个子模块的三角载波相角差为360°/N，其中N为级联子模块个数；所述调制的方法如下：
[0007] (1)将幅值为-1至1的正弦波调制信号与零电平进行比较后，得到方波信号，该方波信号依次为H桥级联多电平逆变器各个子模块方向臂功率开关器件的一路驱动信号Vgn1；
[0008] (2)对步骤(1)获得的方波信号逻辑取反，得到H桥级联多电平逆变器各个子模块方向臂功率开关器件的另一路驱动信号Vgn2；
[0009] (3)将步骤(1)中的正弦波调制信号与H桥级联多电平逆变器各个子模块对应的三角载波信号比较后得到一路与各个功率子模块斩波臂功率开关器件相关联的PWM脉冲信号Vg3n’；
[0010] (4)将步骤(3)得到的PWM脉冲信号逻辑取反，得到另一路与各个功率子模块斩波臂功率开关器件相关联的PWM脉冲信号Vg4n’；
[0011] H桥级联多电平逆变器是由多个H桥单元结构直接级联构成，单个H桥单元方向臂和斩波臂驱动信号通过以下步骤获得：
[0012] (5)采用步骤(1)和步骤(2)得到单个功率模块方向臂功率器件的驱动信号Vgn1和Vgn2；
[0013] (6)采用步骤(3)和步骤(4)得到两路PWM脉冲信号Vgn3’和Vgn4’，n为第n个H桥单元；
[0014] (7)在无源线性负载下，基波分量I01滞后于基波电压U01，且相位差公式为：
[0015] ω为逆变角频率，L0为负载电感，R0为负载电阻；
[0016] (8)在一个调制周期内，当步骤(5)得到的Vgn1信号由高电平跳变为低电平时，负载电压值为零，并通过步骤(7)相位差公式求出此时负载电流值I，并将此时刻定义为一个零时刻，得到的电流为初始电流I0；
[0017] (9)在步骤(8)基础上，假设在Vgn1信号为低时对应步骤(6)的Vgn3’信号为高，此时单个功率模块的工作模式是由负载、二极管Dn2及开关管Sn3构成放电回路1，回路方程为：
[0018]
[0019] 可得：
[0020] R为负载电阻，L为负载电感；
[0021] (10)在步骤(9)基础上，当Vgn3’信号由高电平变为低电平，此时单个功率模块的工作模式是由二极管Dn4、负载、电源构成的放电回路2，回路方程为：
[0022] U为电源电压；
[0023] 其中，i0为经过上一个放电回路后负载上输出的电流值；
[0024] 可得：
[0025]
[0026] (11)步骤(9)和步骤(10)中的ta和tb分别是放电回路1和放电回路2的放电时间，采用不对称规则采样法的SPWM脉冲生成方法转换为计算放电时间ta和tb，直到通过放电电路计算出步骤(9)或步骤(10)中负载输出的电流值i＝0或i<0；
[0027] (12)计算出的时间ta与tb之和就为步骤(8)记载的负载在一个调制周期内，Vgn1信号变低后放电到零所用总时间tx，设一个方波信号为Vgx，其占空比为：
[0028]
[0029] Tx为Vgx的周期；
[0030] (13)将步骤(6)得到的PWM信号Vgn3’与步骤(12)得到的方波信号Vgx进行逻辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的一路驱动信号Vgn3；
[0031] (14)将步骤(12)的方波信号Vgx向前移180°，得到Vgx’信号；
[0032] (15)将步骤(6)得到的PWM信号Vgn4’与步骤(14)得到的方波信号Vgx’进行逻辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的另一路驱动信号Vgn4。
[0033] 与现有技术相比，本发明的上述方案，采用载波移相SPWM调制方式可以使各个级联单元承受的有功功率相等；将改进单极性SPWM调制方式引入到载波移相SPWM中较倍频式SPWM可以节省资源，本发明较常规单极性SPWM可以在输出谐波含量不变的条件下减少开关次数。
附图说明
[0034] 图1为本发明单相H桥级联多电平逆变器拓扑结构图；
[0035] 图2为单相H桥逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法得到的PWM驱动信号；
[0036] 图3为单相H桥逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法输出的电压波形；
[0037] 图4为单相五电平逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法各个子模块PWM驱动信号；
[0038] 图5为单相五电平逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法输出电压波形。
具体实施方式
[0039] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
[0040] 实施例一
[0041] 参考图2，其示出了本发明提供的一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法应用到图1中Cell1得到的功率器件驱动信号，具体包括以下步骤：
[0042] 1)设定单相H桥逆变器，三角载波uc幅值变化范围为-1到1之间；
[0043] 2)设定调制波信号为正弦波，调制波周期fs为50Hz，调制深度m为0.8；
[0044] 3)将步骤2)中得到的正弦波调制信号与零电平比较，得到H桥逆变器方向臂上功率器件SA1驱动信号Vg1；
[0045] 4)将步骤3)得到的驱动信号Vg1逻辑取反，得到H桥逆变器方向臂上功率器件SA2的驱动信号Vg2；
[0046] 5)将步骤1)的三角载波uc与步骤2)的正弦波调制信号进行比较得到脉冲信号Vg3’；
[0047] 6)将步骤5)的脉冲信号Vg3逻辑取反得到脉冲信号Vg4’；
[0048] 7)在无源线性负载下，基波分量I01滞后于基波电压U01，且相位差公式为：
[0049] ω为逆变角频率，L0为负载电感，R0为负载电阻；
[0050] 8)在一个调制周期内，当步骤3)得到的Vg1信号由高电平跳变为低电平时，负载电压值为零，并通过步骤7)相位差公式求出此时负载电流值I，并将此时刻定义为一个零时刻，得到的电流为初始电流I0；
[0051] 9)在步骤8)基础上，假设在Vg1信号为低时对应步骤5)的Vg3’信号为高，此时单个功率模块的工作模式是由负载、二极管D2及开关管SA3构成放电回路1，回路方程为：
[0052]
[0053] 可得：
[0054] R为负载电感，L为负载电阻；
[0055] 10)在步骤9)基础上，当Vg3’信号由高电平变为低电平，此时单个功率模块的工作模式是由D4、负载、电源构成的放电回路2，回路方程为：
[0056] U为电源电压；
[0057] 可得：
[0058] i0为经过上一个放电回路后负载上输出的电流值；
[0059]
[0060] 11)步骤9)和步骤10)中的ta和tb分别是放电回路1和放电回路2的放电时间，采用不对称规则采样法的SPWM脉冲生成方法转换为计算放电时间ta和tb，直到通过放电电路计算出步骤9)或步骤10)中负载输出的电流值i＝0或i<0；
[0061] 12)步骤11)计算出的时间ta与tb之和就为负载在一个调制周期内，Vg1信号变低后负载放电到零所用总时间tx，得到一个方波信号Vgx，其占空比为：
[0062]
[0063] Tx为Vgx的周期(本实施例取值为0.02s)；
[0064] 13)将步骤5)得到的驱动信号Vg3’与步骤12)得到的方波信号Vgx逻辑与运算，得到图1中Cell1上斩波臂上功率器件SA3的驱动信号Vg3；
[0065] 14)将步骤12)的方波信号Vgx向前移180°，得到Vgx’信号；
[0066] 15)将步骤6)得到的驱动信号Vg4’与步骤14)得到的方波信号Vgx’逻辑与运算，得到图1中Cell1上斩波臂上功率器件SA4的驱动信号Vg4；
[0067] 实施例二
[0068] 参考图4，其示出了本发明提供的一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，当H桥级联数为2时，得到的输出电压波形为五电平如图5所示。由图4可知，各个子模块上的PWM驱动信号。调制方法具体包括以下步骤：
[0069] 1)设定两个子模块对应的三角载波信号uc1和uc2，其频率和幅值相同，相角相差180°；
[0070] 2)采用与实施例一种相同的正弦波调制信号与零电平比较，两个子模块方向臂上功率器件一路驱动信号Vgn1(n＝1,2)，将驱动信号Vgn1逻辑取反运算方向臂上功率器件另一路驱动信号Vgn2(n＝1,2)；
[0071] 3)将调制波信号与步骤1)中的相应的三角载波分别进行比较得到PWM脉冲信号Vgn3’(n＝1,2)；
[0072] 4)将步骤2)中的PWM脉冲信号Vgn3’进行逻辑取反运算得到PWM脉冲信号Vgn4’(n＝1,2)；
[0073] 5)采用实施例一中步骤7)到步骤15)得到两个功率模块中各个功率器件的驱动信号Vgn3、Vgn4(n＝1,2)。
[0074] 综上所述：对每个H桥单元斩波臂上开关管的开关状态进行改进，计算出单个H桥最小化开关次数调制策略下，斩波臂上开关管开关次数占一个调制周期的时间百分比；
[0075] 单个H桥斩波臂上其中一个开关管的开关次数占一个调制周期时间百分比：
[0076]
[0077] Ts为调制周期。
[0078] 故在一个调制周期内，最小化开关次数调制策略相比于常规单极性SPWM调制策略开关管的开关次数大大降低。
[0079] 本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的实施方法，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。
