DC-DC转换器

摘要

在将从直流电源(Vin)输入的电压升压并供应给负载(RL)的升压型的DC—DC转换器(101)中，检测流过开关元件(Q1)的电流的变化作为电压的变化。将该检测电压叠加于向负载(RL)输出的输出电压(Vo)的检测信号，并输入至误差放大器(11)。基于在误差放大器(11)中与基准电压(Vref)比较的结果，由比较器(12)生成PWM调制信号，由驱动器(10)驱动开关元件(Q1、Q2)，使电流电压特性具有倾斜度。由此，提供能在不产生损耗的情况下使电流电压特性具有倾斜度的DC—DC转换器。

权利要求

1.一种DC-DC转换器，具备：

开关电路，其对输入至直流电源输入部的电压电流进行开关控制；

平滑电路，其对由所述开关电路开关控制后的电压电流进行平滑；和开关控制电路，其基于来自所述平滑电路的输出电压和基准电压的比较来对所述开关电路进行反馈控制，使得来自所述平滑电路的输出电压稳定化，其中，所述DC-DC转换器还具备：

开关电流检测电路，其检测流过所述开关电路的电流的变化作为电压的变化；和输出电压检测信号控制电路，其叠加所述开关电流检测电路的输出电压来变更来自所述平滑电路的输出电压的检测电压，所述开关电流检测电路具备：电流镜电路，其检测并且放大流过所述开关电路的电流，所述输出电压检测信号控制电路具备：电阻分压电路，其将来自所述平滑电路的输出电压分压，并且叠加所述电流镜电路的输出侧电流，所述输出电压检测信号控制电路伴随由所述开关电流检测电路检测到的流过所述开关电路的电流的增加而提高来自所述平滑电路的输出电压的检测电压，通过所述开关控制电路的所述反馈控制而使来自所述平滑电路的输出电压降低。

2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述输出电压检测信号控制电路具备：

电容器，其充电所述开关电流检测电路的输出电压；和开关元件，其与所述开关电路的接通断开同步地接通断开向所述电容器的充电。

3.根据权利要求1或2所述的DC-DC转换器，其中，所述DC-DC转换器具备：绝缘变压器，其具有初级绕组以及次级绕组，在所述初级绕组连接有对流过该初级绕组的电流进行开关控制的开关元件，在所述次级绕组连接有对在该次级绕组感应的电压电流进行同步整流的同步开关元件，所述开关电流检测电路检测流过所述同步开关元件的电流。

4.根据权利要求1或2所述的DC-DC转换器，其中，在所述开关电流检测电路的输出部配备开关元件。

说明书

DC-DC转换器

技术领域

[0001] 本发明涉及使电流电压特性具有给定斜率的DC-DC转换器。

背景技术

[0002] 为了高输出化，有将多个电源并联连接来构成的电源装置。在使用多个电源的情况下，提出以分散施加给各个电源的负载来使电源的负担变得均等为目的的种种方式。例如，在专利文献1中公开了将多个电源并联连接来构成的并行驱动型电源装置。

[0003] 专利文献1所记载的并行驱动型电源装置具备两个DC-DC转换器。在专利文献1中，在各DC-DC转换器的输出侧插入电阻来对DC-DC转换器各自的电流电压特性(表示相对于负载电流的变化的负载供应电压的变化的特性)赋予倾斜度，进而使该倾斜度成为相同。在该构成中，若向与并行驱动型电源装置连接的负载输出的输出电流小，则仅输出电压高的一方的DC-DC转换器输出电流，若向负载输出的输出电流变大，则两方的DC-DC转换器输出电流。如此，将分别施加于两个DC-DC转换器的负载分散开。

[0004] 在先技术文献

[0005] 专利文献

[0006] 专利文献1：JP特开2005-168090号公报

发明内容

[0007] 发明要解决的课题

[0008] 但是，在专利文献1中，由于在DC-DC转换器的负载电流的路径上连接有电阻，因此有产生电阻引起的损耗从而变换效率降低的问题。

[0009] 为此，本发明的目的在于，提供能在不产生损耗的情况下使电流电压特性具有倾斜度的DC-DC转换器。

[0010] 用于解决课题的手段

[0011] 本发明的DC-DC转换器，具备：开关电路，其对输入至直流电源输入部的电压电流进行开关控制；平滑电路，其对由所述开关电路开关控制后的电压电流进行平滑；和开关控制电路，其基于来自所述平滑电路的输出电压和基准电压的比较来对所述开关电路进行反馈控制，使得来自所述平滑电路的输出电压稳定化，其特征在于，所述DC-DC转换器还具备：开关电流检测电路，其检测流过所述开关电路的电流的变化作为电压的变化；和输出电压检测信号控制电路，其将所述开关电流检测电路的输出电压叠加于来自所述平滑电路的输出电压。

[0012] 在该构成中，若从平滑电路供应的向负载输出的输出电流变大，则叠加于来自平滑电路的输出电压的、开关电流检测电路的输出电压变高。因而，来自平滑电路的输出电压与基准电压之间的误差(比较)发生变化，例如伴随向负载输出的输出电流的增加，而向使输出电压降低的方向对开关电路进行反馈控制。其结果，不会在常时流过电流的电流路径中使用电压降用的电阻，即不会产生该电阻引起的损耗，便能使电流电压特性具有倾斜度。

[0013] 也可以构成为，所述输出电压检测信号控制电路具备：电容器，其充电所述开关电流检测电路的输出电压；和开关元件，其与所述开关电路的接通断开同步地接通断开向所述电容器的充电。

[0014] 在该构成中，利用由开关电路开关控制后的电压的峰值电压来使电流电压特性具有倾斜度，从而能作为具有更大倾斜度的电流电压特性。

[0015] 本发明的DC-DC转换器，具备：开关电路，其对输入至直流电源输入部的电压电流进行开关控制；平滑电路，其对由所述开关电路开关控制后的电压电流进行平滑；和开关控制电路，其基于来自所述平滑电路的输出电压和基准电压的比较来对所述开关电路进行反馈控制，使得来自所述平滑电路的输出电压稳定化，其特征在于，所述开关控制电路包括：误差放大器，其将来自所述平滑电路的输出电压与基准电压之间的误差放大；和PWM调制电路，其根据所述误差放大器的输出和三角波信号来生成PWM调制信号，所述DC-DC转换器还具备：开关电流检测电路，其检测流过所述开关电路的电流的变化作为电压的变化；和基准电压控制电路，其根据所述开关电流检测电路的输出电压来控制所述基准电压。

[0016] 在该构成中，伴随从平滑电路供应的向负载输出的输出电流的变化，所述开关电流检测电路的输出电压发生变化，根据该变化的输出电压来控制基准电压。因而，来自平滑电路的输出电压与基准电压之间的误差发生变化，来自误差放大器的输出电压也发生变化。并且，PWM调制电路例如伴随向负载输出的输出电流的增加，而向使输出电压降低的方向生成PWM调制信号。其结果，不会在常时流过电流的电流路径中使用电压降用的电阻，即不会产生该电阻引起的损耗，便能使电流电压特性具有倾斜度。

[0017] 也可以构成为，所述开关电流检测电路具备：电流镜电路，其检测流过所述开关电路的电流，所述输出电压检测信号控制电路具备：电阻分压电路，其将来自所述平滑电路的输出电压分压，并且叠加所述电流镜电路的输出侧电流。

[0018] 在该构成中，即便在流过开关电路的电流低的情况下，也能通过使用将其放大的电流镜电路来使电流电压特性具有倾斜度。

[0019] 也可以构成为，具备具有初级绕组以及次级绕组的绝缘变压器，在所述初级绕组连接有对流过该初级绕组的电流进行开关控制的开关元件，在所述次级绕组连接有对在该次级绕组感应的电压电流进行同步整流的同步开关元件，所述开关电流检测电路检测流过所述开关元件的电流。

[0020] 在该构成中，即使是绝缘型的DC-DC转换器，也能在不产生损耗的情况下生成具有倾斜度的电流电压特性。

[0021] 也可以构成为，在所述开关电流检测电路的输出部配备开关元件。

[0022] 在该构成中，在不需要使电流电压特性具有倾斜度的情况下，能进行通常的反馈控制。

[0023] 发明效果

[0024] 根据本发明，能在不产生电阻引起的损耗的情况下使电流电压特性具有倾斜度。

附图说明

[0025] 图1是实施方式1所涉及的DC-DC转换器的电路图。

[0026] 图2是表示电流电压特性的图。

[0027] 图3是表示并行驱动的两个DC-DC转换器的电流电压特性的图。

[0028] 图4是实施方式2所涉及的DC-DC转换器的电路图。

[0029] 图5是表示实施方式3所涉及的DC-DC转换器的电流检测电路的图。

[0030] 图6是表示实施方式3所涉及的DC-DC转换器的电流检测电路的图。

[0031] 图7是表示实施方式3所涉及的DC-DC转换器的电流检测电路的图。

[0032] 图8是实施方式4所涉及的DC-DC转换器的电路图。

[0033] 图9是实施方式5所涉及的DC-DC转换器的电路图。

[0034] 图10是实施方式6所涉及的DC-DC转换器的电路图。

[0035] 图11是实施方式7所涉及的DC-DC转换器的电路图。

具体实施方式

[0036] 在实施方式1中，说明将本发明所涉及的DC-DC转换器设为使输入的直流电压升压的升压转换器，并使该DC-DC转换器的电流电压特性具有倾斜度的示例。

[0037] 图1是实施方式1所涉及的DC-DC转换器101的电路图。实施方式1所涉及的DC-DC转换器101具备：连接有直流电源Vin的输入端子IN1、IN2；和连接有负载RL的输出端子OUT1、OUT2。DC-DC转换器101将从输入端子IN1、IN2输入的直流电压升压，并将升压后的直流电压从输出端子OUT1、OUT2向负载RL输出。

[0038] 以下，用Vo来表征从输出端子OUT1、OUT2向负载RL供应的输出电压，用Io来表征输出电流。

[0039] 在输入端子IN1、IN2连接有输入电容器C1。在输入端子IN1、IN2串联连接有电感器L1、开关元件Q1以及电流检测用的电阻R5。开关元件Q1其栅极与驱动电路10连接，通过从驱动电路10输入控制信号，由此来进行接通断开。以下，用I1来表征开关元件Q1接通时流过电阻R5的电流。

[0040] 在输入端子IN1与输出端子OUT1之间，串联连接有上述的电感器L1和开关元件Q2。另外，也可以取代开关元件Q2而连接有二极管。在输出端子OUT1、OUT2之间连接有平滑电容器C2。

[0041] 在该构成中，开关元件Q1、Q2被交替地接通断开，由此从输入端子IN1、IN2输入的直流电压被升压，被升压后的直流电压从输出端子OUT1、OUT2向负载RL输出。

[0042] 另外，上述的开关元件Q1、Q2相当于本发明的开关电路，电感器L1以及平滑电容器C2相当于本发明的平滑电路。

[0043] 在输出端子OUT1、OUT2之间连接有分压电阻R1、R3、R4。在电阻R1并联连接有由电容器C3以及电阻R2构成的相位补偿电路。以下，用P1来表征电阻R1、R3的连接点，用P2来表征电阻R3、R4的连接点。电阻R1、R2以及电容器C3是本发明所涉及的“输出电压检测信号控制电路”的一例。

[0044] 在误差放大器11的非反相输入端子(+)连接有连接点P1，对于反相输入端子(-)输入基准电压Vref。误差放大器11将输入至各端子的电压的误差放大，并输出给比较器12的非反相输入端子(+)。在比较器12的反相输入端子(-)连接有三角波振荡器13。比较器12将来自误差放大器11的输出电压、和来自三角波振荡器13的输出电压进行比较，并生成与比较结果相应的占空比的PWM调制信号。驱动电路10基于比较器12生成的PWM调制信号来驱动开关元件Q1、Q2。通过误差放大器11、比较器12以及驱动电路10的各动作来进行反馈控制。

[0045] 在该电路中，在采用不设置电阻R5、R6的构成的情况下，对于误差放大器11的非反相输入端子(+)仅输入基于分压电阻R1、R3、R4的检测电压，从误差放大器11输出与基准电压Vref的误差被放大后的输出电压。因此，若向负载RL输出的输出电流Io变大，则进行反馈控制以输出与此相伴的输出电压Vo，谋求了输出电压的稳定化。

[0046] 另一方面，通过设置电阻R5、R6，从而对于误差放大器11的非反相输入端子(+)输入将开关元件Q1接通时的输出电压叠加于基于电阻R1、R3、R4的检测电压而得到的电压。具体地，若开关元件Q1被接通，则在电阻R5中流过电流I1，电阻R5产生电压降。此时，成为开关元件Q1侧的电阻R5的一端的电位变为(+)，电流将通过电阻R6、R4而流向地面。其结果，连接点P2、P1的电位提高。并且，对于误差放大器11的非反相输入端子(+)输入将开关元件Q1接通时的输出电压叠加于基于电阻R1、R3、R4的检测电压而得到的电压。

[0047] 在该情况下，与采用不设置电阻R5、R6的构成的情况相比，与基准电压Vref的误差变大，来自误差放大器11的输出电压提高。比较器12根据来自误差放大器11的输出电压来生成接通占空比的PWM调制信号。伴随来自误差放大器11的输出电压变高，比较器12生成接通占空比窄的PWM调制信号。并且，驱动电路10基于生成的PWM调制信号来对开关元件Q1、Q2进行开关控制。在以接通占空比窄的PWM调制信号来对开关元件Q1进行开关控制的情况下，输出电压Vo变低。

[0048] 若向负载RL输出的输出电流Io变大，则与此相伴，电流I1变大，电阻R5的电压降变高。与此相伴，连接点P2、P1的电位进一步提高，与基准电压Vref的误差进一步变大。其结果，来自误差放大器11的输出电压进一步提高，比较器12生成接通占空比更窄的PWM调制信号。即，伴随着向负载RL输出的输出电流Io变大而电流I1变大，与采用不设置电阳R5、R6的构成的情况相比，生成接通占空比窄的PWM调制信号，来自输出端子OUT1、OUT2的输出电压Vo变低。

[0049] 图2是表示电流电压特性的图，表示输出电压Vo相对于输出电流Io的特性。如上述那样生成PWM调制信号，使得伴随着电流Io变大而输出电压Vo变小。因此，如图2所示，电流电压特性具有伴随输出电流Io的增加而输出电压Vo下降的倾斜度。

[0050] 通过使电流电压特性具有倾斜度，从而例如在并行驱动了两个DC-DC转换器的情况下，能分散分别施加于两个DC-DC转换器的负载。图3是表示并行驱动的两个DC-DC转换器的电流电压特性的图。如图3所示，使两个DC-DC转换器的电流电压特性分别具有倾斜度。第1DC-DC转换器如图3的特性(1)所示那样，具有以无负载时的输出电压Va为起点且随着负载的增加而输出电压减少的电流电压特性。第2DC-DC转换器如图3的特性(2)所示那样，具有以无负载时的输出电压Vb(＜Va)为起点且随着负载的增加而输出电压减少的电流电压特性。

[0051] 在并行驱动这两个DC-DC转换器的情况下，在向负载输出的输出电流小时(输出电流Ia时)，仅第1DC-DC转换器输出电压V1。即，负载仅施加于第1DC-DC转换器。若向负载输出的输出电流变大(输出电流Ib时)，则第1DC-DC转换器和第2DC-DC转换器分别输出电压V2。此时，第1DC-DC转换器输出的是输出电流Ic，第2DC-DC转换器输出的是输出电流Ib。即，负载施加于第1以及第2DC-DC转换器双方，输出的是输出电流Ib+Ic。

[0052] 如此，图1所示的DC-DC转换器101的电流电压特性具有图2所示那样的斜率，从而向负载RL输出的输出电流Io越增大，则输出电压Vo越降低。因而，并行驱动时的DC-DC转换器101的负担被减轻。并且，在本实施方式中，用于进行反馈控制的电流检测用的电阻R5一般被作为过电流检测用来利用，不需要为了获得斜率而追加特别的元件。因此，不会在常时流过电流的流向负载RL的电流路径中使用电压降用的电阻，因此能在不产生损耗的情况下使电流电压特性具有斜率。

[0053] (实施方式2)

[0054] 图4是实施方式2所涉及的DC-DC转换器102的电路图。在图4中，省略了图1所示的负载RL以及直流电源Vin。实施方式2所涉及的DC-DC转换器102在生成PWM调制信号的电路构成上与实施方式1不同。以下，说明与实施方式1的不同点，对于与实施方式1同样的部件赋予相同的符号，并省略说明。

[0055] 在输出端子OUT1、OUT2之间连接有分压电阻R7、R8。该分压电阻R7、R8的连接点与误差放大器11的反相输入端子(-)连接。

[0056] 开关元件Q1的源极经由二极管D1而与电容器C4连接。在晶体管Tr1的基极-发射极间连接有该电容器C4。晶体管Tr1其发射极被接地，集电极被连接至与基准电压Vref连接的分压电阻R9、R10的连接点。分压电阻R9、R10的连接点与误差放大器11的非反相输入端子(+)连接。

[0057] 在该构成中，若开关元件Q1被接通，则在电阻R5中流过电流I1，在电阻R5的两端产生电压。此时，成为开关元件Q1侧的电阻R5的一端的电位变为(+)，通过二极管D1而电容器C4被充电。若电容器C4被充电，则根据其电压来确定晶体管Tr1的集电极电流。

[0058] 在未设有电容器C4以及晶体管Tr1的构成的情况下，对于误差放大器11的非反相输入端子(+)始终输入相同的基准电压Vref。另一方面，在设置电容器C4以及晶体管Tr1、且对电容器C4进行充电并导通晶体管Tr1的构成的情况下，向误差放大器11的非反相输入端子(+)输入的电压低于基准电压Vref。由此，从误差放大器11的两端子输入的电压的误差变小，误差放大器11的输出电压降低，因此与未设有电容器C4以及晶体管Tr1的构成的情况比较，比较器12生成接通占空比窄的PWM调制信号。

[0059] 如此，图4所示的DC-DC转换器102的电流电压特性与实施方式1同样，具有图2所示那样的斜率。由此，向负载RL输出的输出电流Io越增大，则输出电压Vo越降低。因而，并行驱动时的DC-DC转换器102的负担被减轻。此外，在本实施方式中，不会在常时流过电流的流向负载RL的电流路径中使用电压降用的电阻，因此能在不产生损耗的情况下使电流电压特性具有斜率。

[0060] (实施方式3)

[0061] 在实施方式3中，示出取代实施方式1、2中所说明的电流检测用的电阳R5而设置其他电路的示例。图5、图6以及图7是表示实施方式3所涉及的DC-DC转换器的电流检测电路的图。图5、图6以及图7所示的电路以外的电路与实施方式1、2相同。

[0062] 在图5中，将电流互感器20与开关元件Q1的源极连接。具体地，在开关元件Q1的源极连接有电流互感器20的初级绕组21。在该电流互感器20的次级绕组22连接有电流检测用的电阻23。电阻23与图1所示的电阻R6、或者图4所示的二极管D1连接。另外，电流互感器20也可以与开关元件的漏极侧连接。

[0063] 在该构成中，也能与实施方式1、2同样地使DC-DC转换器的电流电压特性具有倾斜度。此外，通过使用电流互感器20，从而与使用了电阻R5的情况相比，能应对大电流。

[0064] 在图6中，在开关元件Q1的源极连接了电流传感器25，该电流传感器25例如利用了霍尔元件，并与电流的大小成正比地输出电压。即使是该构成，也能与实施方式1、2同样地使DC-DC转换器的电流电压特性具有倾斜度。

[0065] 图7表示利用了开关元件Q1的接通电阻的电路构成。在该示例中，开关元件Q1的漏极与图1所示的电阻R6、或者图4所示的二极管D1连接。在开关元件Q1接通时，利用开关元件Q1的接通电阻来检测电流。即使是该构成，也能在不增加元件数的情况下与实施方式1、2同样地使DC-DC转换器的电流电压特性具有倾斜度。

[0066] (实施方式4)

[0067] 图8表示实施方式4所涉及的DC-DC转换器104的电路图。实施方式4所涉及的DC-DC转换器104在开关元件Q1接通时流过的电流电压的检测电路上与实施方式1不同。

[0068] 开关元件Q1的源极经由开关元件Q3而与电容器C5连接。此外，开关元件Q1的源极经由电阻R11而与开关元件Q3的栅极连接。进而，开关元件Q1的源极经由电阻R12而与电容器C5连接。电容器C5经由分压电阻R13而与连接点P2连接。

[0069] 开关元件Q1的栅极与开关控制电路10A的OUT端子连接。开关控制电路10A是由实施方式1中所说明的驱动电路10、误差放大器11以及比较器12构成的电路。开关控制电路10A的OUT端子相当于比较器12的输出端子。该开关控制电路10A的OUT端子经由电容器C6而与开关元件Q3的栅极连接。即，开关元件Q1、Q3从开关控制电路10A被输入相同的栅极信号而接通，但通过设置电容器C6，从而开关元件Q3比开关元件Q1稍早接通。

[0070] 开关控制电路10A的INV端子相当于误差放大器的非反相输入端子(+)，与连接点P1连接。另外，虽未图示，但开关控制电路10A还与开关元件Q2的栅极端子连接，对开关元件Q2进行开关控制。

[0071] 在该构成中，在开关控制电路10A使开关元件Q1、Q3接通的情况下，如上述那样，开关元件Q3早于开关元件Q1被接通。若开关元件Q1被接通，则成为开关元件Q1侧的电阻R5的一端的电位变为(+)，从开关元件Q1向开关元件Q3、电容器C5流过电流，电容器C5被充电。

[0072] 若电容器C5被充电，则电容器C5的充电电压被叠加于基于电阻R1、R3、R4的检测电压，输入到开关控制电路10A的INV端子。以后，与实施方式1同样地，在开关控制电路10A中，若输入到INV端子的电压提高，则从OUT端子输出的PWM调制信号的接通占空比变小。其结果，输出电压Vo变小，如图2所示，电流电压特性变得具有倾斜度。

[0073] 另外，电阻R11是用于对开关元件Q3的栅极-源极间电容进行放电的元件。此外，电阻R12是用于对电容器C5进行放电的元件。

[0074] 如此，在实施方式4中，将电容器C5的充电电压叠加于基于电阻R1、R3、R4的检测电压而得到的电压被输入至开关控制电路10A。即，由于将开关元件Q1接通时的输出电压的峰值叠加于输出电压Vo，因此能生成倾斜度大的电流电压特性。

[0075] (实施方式5)

[0076] 图9是实施方式5所涉及的DC-DC转换器105的电路图。在实施方式5中，示出降压型DC-DC转换器的示例。

[0077] 在输入端子IN1、IN2连接有输入电容器C1。在输入端子IN1与输出端子OUT1之间串联连接有开关元件Q1以及电感器L1。在输出端子OUT1侧的电感器L1的一端连接有平滑电容器C2，在电感器L1的另一端串联连接有开关元件Q2以及电阻R5。

[0078] 在输入端子IN1连接有调节器电路15。在调节器电路15连接有电流镜电路30。电流镜电路30由电阻R14、晶体管Tr2以及电阻R15的串联电路、和电阻R16、晶体管Tr3以及电阻R17的串联电路构成。晶体管Tr3的集电极连接有二极管D2，在该二极管D2并联连接有电阻R4以及电容器C7。

[0079] 在电阻R1、R3之间连接有电阻R18。并且，电阻R1、R18的连接点与开关控制电路10A的INV端子连接。虽未图示，但开关控制电路10A与开关元件Q1、Q2的栅极连接，对各个开关元件进行开关控制。

[0080] 在该构成中，在开关元件Q2接通时，在电阻R5中流过电流，电阻R5产生电压降。此时，成为开关元件Q2侧的电阻R5的一端的电位变为(-)。因而，经由电阻R15而晶体管Tr2的基极的电位降低，从晶体管Tr2的发射极向集电极流过电流。其结果，从调节器电路15通过电阻R14、晶体管Tr2以及电阻R15而向开关元件Q2流过电流。

[0081] 同样地，晶体管Tr3的基极的电位也降低，从晶体管Tr3的发射极向集电极流过电流。其结果，从调节器电路15通过电阻R16、晶体管Tr3以及电阻R17流过电流。由此，电阻R17产生电压降，电阻R17的晶体管Tr3侧变为(+)，通过二极管D2流过电流。由于该电流，对电容器C7充电峰值电压，并且该电压被施加在电阻R4的两端。

[0082] 即，将来自电流镜电路30的输出电压叠加于基于电阻R1、R18、R3、R4的检测电压而得到的电压被输入至开关控制电路10A的INV端子。即，与实施方式1同样，若向INV端子输入的输入电压提高，则从OUT端子输出的PWM调制信号的接通占空比变小。其结果，输出电压Vo变低，如图2所示，电流电压特性变得具有倾斜度。

[0083] 在实施方式5中，即使在流过电阻R5的电流小的情况下，也能通过电流镜电路30来放大该电流。因而，能精度良好地生成具有倾斜度的电流电压特性。

[0084] (实施方式6)

[0085] 图10是实施方式6所涉及的DC-DC转换器106的电路图。实施方式6所涉及的DC-DC转换器106是绝缘型转换器。

[0086] 在输入端子IN1、IN2连接有输入电容器C1。此外，在输入端子IN1、IN2串联连接有变压器T的初级绕组41以及开关元件Q4。在变压器T的次级绕组42的两端连接有开关元件Q5、电阻R5以及开关元件Q6。此外，变压器T的次级绕组42的一端经由电感器L1而与输出端子OUT1连接。在输出端子OUT1侧的电感器L1的一端连接有平滑电容器C2。

[0087] 此外，在输出端子OUT1、OUT2之间连接有分压电阻R1、R3、R4。电阻R1、R3的连接点与误差放大器51的输入连接。PWM控制电路53经由光电耦合器52来输入误差放大器51的输出，基于该信号对开关元件Q4进行反馈控制。

[0088] 在开关元件Q5侧的电阻R5的一端经由电流电压特性生成电路50而连接到电阻R3、R4的连接点。电流电压特性生成电路50可以为实施方式1～5中所说明的生成具有倾斜度的电流电压特性的电路的任何构成。

[0089] 在该构成中，对变压器T的次级侧的开关元件Q5、Q6进行开关控制来生成具有倾斜度的电流电压特性。关于其动作，由于与实施方式1～5相同，因此省略说明。

[0090] 另外，在成为开关元件Q5侧的电阻R5的一端的电位变为(-)的电路构成的情况下(图10的情况下)，电流电压特性生成电路50优选实施方式5所涉及的DC-DC转换器105示出的电路构成。此外，在成为开关元件Q5侧的电阻R5的一端的电位变为(+)的电路构成的情况下，电流电压特性生成电路50优选实施方式1～4所涉及的DC-DC转换器示出的电路构成。

[0091] (实施方式7)

[0092] 图11是实施方式7所涉及的DC-DC转换器107的电路图。实施方式7所涉及的DC-DC转换器107是在实施方式1所涉及的DC-DC转换器101的构成的基础上还在电阻R5与电阻R6之间连接有开关元件SW的构成。在该示例中，通过使开关元件SW接通断开，从而能切换是否生成具有倾斜度的电流电压特性。由此，例如在不并行驱动DC-DC转换器107且以单体来使用的情况下，能防止无谓的动作来谋求输出电压的稳定化。另外，开关元件SW既可以是机械开关，也可以是电子开关。此外，该开关元件SW既可以通过DC-DC转换器107的控制IC而被接通断开，也可以经由驱动电路10而被接通断开。

[0093] 符号说明

[0094] 10    驱动电路

[0095] 11    误差放大器(基准电压控制电路)

[0096] 12    比较器(PWM调制电路)

[0097] 13   三角波振荡器

[0098] 101、102、104、105、106、107  DC-DC转换器

[0099] C1    输入电容器

[0100] C2    平滑电容器

[0101] C3    电容器

[0102] L1    电感器

[0103] Q1、Q2、Q3  开关元件

[0104] R1、R3、R4、R6  分压电阻(电阻分压电路)

[0105] R2   电阻

[0106] R5   电流检测用的电阻(开关电流检测电路)[0107] RL    负载

[0108] Vin   直流电源

[0109] Vref  基准电压

[0110] IN1、IN2  输入端子(直流电源输入部)

[0111] OUT1、OUT2  输出端子