一种并联混合型有源滤波器系统及其控制方法

摘要

本发明公开了一种并联混合型有源滤波系统，包括三组分别连接在交流电网三相线上的无源滤波器，三组无源滤波器又均连接至有源滤波器，交流电网三相线上还连接有非线性负载，无源滤波器包括依次串联连接在交流电网三相线上的电容和电感，本发明还公开了一种并联混合型有源滤波系统的控制方法：首先建立并联混合型有源滤波系统的数学模型，然后建立线性自抗扰控制数学模型，依据内模原理建立重复控制补偿线性自抗扰控制模型，最后结合重复控制补偿线性自抗扰控制和线性自抗扰控制两种算法，对系统进行控制，本发明解决了现有技术中存在的有源滤波器的控制精度差的问题。

权利要求

1.一种并联混合型有源滤波系统的控制方法，基于并联混合型有源滤波系统，其特征在于，具体按照以下步骤实施：步骤1、建立并联混合型有源滤波系统的数学模型：

式(1)中：ω为电路电流的角频率，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，ia，ib，ic分别为三相网侧电流值，udc为直流侧电压值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，sA，sB，sC表示开关状态，sj,j＝A,B,C取值如下:sj,j＝A,B,C的开关函数在对称规则采样SPWM控制下，另表示为:式(3)中：t表示采样时间，Tc为PWM开关周期，d为占空比，m表示采样点，m＝1,2,

3,.....，

将式(3)按傅里叶级数展开得：

式(4)中，dj表示占空比，Tc为PWM开关周期，

在高开关频率f下，忽略sj,j＝A,B,C开关函数的高频谐波成分，得到低频模型按傅里叶级数展开表达式为:式(5)中，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，sA，sB，sC表示开关状态，dj,j＝A，B，C表示占空比，采用三角波调制，占空比dj,j＝A，B，C满足下式：

式(6)中，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，将式(6)代入式(5)，得到式(7):式(7)中，表示三相电流的微分值，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，bjwj表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰,Udc为直流侧电压，式(7)简化为：

式(8)中：

uj＝vrj，

式(8)中的b0为扰动补偿因子，是决定补偿强弱的因子，在控制系统中作为可调参数使用，从式(7)看出，fj不仅包含开关损耗、检测误差外部扰动信息，还包含与输出信息有关的表征系统内部动态特性的信息；

步骤2、当所述步骤1对并联混合型有源滤波系统建模结束后，建立线性自抗扰控制数学模型：采用线性扩张状态观测器和线性状态误差反馈控制律作为线性自抗扰控制器，线性自抗扰控制器的控制方程有线性扩张状态观测器方程和线性状态误差反馈控制律方程，线性扩张状态观测器方程具体表示为：式(9)中，Z21、Z22为线性扩张状态观测器方程的两个输出变量，ε为误差，Icx为补偿电流信号，为系统反馈，B1、B2为比例系数，由式(9)知，Z21跟踪系统反馈Icx，并作为控制器的电流反馈信号，Z22被称作扰动补偿，跟踪系统总扰动u(t)，并被直接引入线性自抗扰控制器的输出端，对系统的扰动进行前馈补偿，线性状态误差反馈控制律表示为：

式(10)中，Z11为指令电流信号，ε1为误差，作为线性状态误差反馈控制律的输入，kp为比例系数，u0为初始控制量，结合式(9)和式(10)，得到线性自抗扰控制器总输出u，u的表达式为：u＝(u0-Z22)/b (11)

式(11)中，u0为初始控制量，b为扰动补偿因子，

由式(9)、式(10)、式(11)知，线性自抗扰控制器的控制过程中可调参数为：线性状态误差反馈控制律中的比例系数kp，线性扩张状态观测器中的比例系数B1、B2，扰动补偿因子b，控制量u最终作用于被控对象；

步骤3、在所述步骤2已经建立好的线性自抗扰控制器的基础上，依据内模原理建立重复控制补偿线性自抗扰控制模型，具体为：给定输入指令电流信号 通过比较给定 和实际输出补偿电流Icx得出的偏差ε(k)，偏差ε(k)经具有延迟环节的低通滤波器Q1(s)e-Ts得到上一采样周期的偏差ε(k-T)后，经过PID调节，最终得到以T为周期的重复控制输出补偿信号URC，重复控制补偿线性自抗扰控制模型的表达式具体如下：式(15)中，ε(k)为误差，作为指令电流信号 与实际补偿电流Icx的差值，ε(k-T)为上一周期的误差，URC为以T为周期的重复控制输出的补偿信号；

步骤4、结合所述步骤3中的重复控制补偿线性自抗扰控制和所述步骤2中的线性自抗扰控制两种算法，最终作用于系统的控制信号为τ＝UADRC+URC (16)

式(16)中，UADRC为线性自抗扰控制器的输出信号，即UADRC为线性自抗扰控制器总输出u，URC为重复控制的输出补偿信号；

步骤5、将以上得出的最终作用于系统的控制信号τ输入被控对象中，进行控制：将最终作用于系统的控制信号τ，经过三角波调制后，得到六路脉冲信号，将六路脉冲信号输入有源滤波器内的三相桥臂的6个开关管，通过对开关管的控制得出实际的补偿电流Icx，最终实现并联混合型有源滤波系统的控制。

2.根据权利要求1所述的一种并联混合型有源滤波系统的控制方法，其特征在于，所述高开关频率f取值范围为f≥fc，fc表示开关频率。

说明书

一种并联混合型有源滤波器系统及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于有源滤波器技术领域，具体涉及一种并联混合型有源滤波器系统，本发明还涉及并联混合型有源滤波器的控制方法。

背景技术

[0002] 随着电力电子技术的快速发展，在现代电力网络中非线性电力电子装置得到了广泛的应用。电力电子装置的使用使得电网电压和电流发生严重的畸变，影响了电能的质量，因此成为了现代工业中最主要的谐波源。并联混合型有源滤波器是由有源滤波器和无源滤波器并联而成，综合了无源滤波器和有源滤波器的优点，既能够有效地对谐波进行补偿，相比较于单纯的APF，又可以使成本降低，开始展现出极强的竞争力。如今，有源电力滤波器从最常用的三角载波比较控制和电流滞环比较控制方法，到较复杂的控制方法如空间电压矢量控制、无差拍控制、自适应控制等，它们都有各自的优缺点。

[0003] 三角波控制方法以其控制方法简单、开关频率固定被广泛使用，但是其缺点在于鲁棒性较差。当有源电力滤波器应用于更广泛的非线性负载情况时，就必须考虑稳定性问题。非线性负载和线路上的参数不确定或者未建模动态都有可能使系统失稳，这将严重限制有源滤波器的广泛使用。所以，寻求一种能够很好的保证系统稳定性和鲁棒性的控制方法并将其应用于有源电力滤波器系统是很必要的。自抗扰控制技术(Auto Disturbance Rejection Controller,ADRC)是近年来提出的一种非线性控制技术，该控制器不依赖于被控对象具体的数学模型。它的核心优点在于通过扩张状态观测器观测出系统的状态变量的同时，并观测出系统的综合扰动，得到广义状态误差并对扰动项进行前馈补偿、抵消，因此使控制系统在稳定性和鲁棒性方面都有显著的提高。但是自抗扰控制给理论分析和工程设计带来了较大困难，同时控制设计参数过多(10个左右)，并且非线性控制器难以进行工程上常用的频域分析以确定稳定性边界。所以针对以上问题，将所有控制器和ESO都以线性形式实现得到线性自抗扰控制器(Linear active disturbance rejection control,LADRC)，LADRC将控制参数降到4个，而且都有比较明确的物理意义，十分便于工程应用。但线性自抗扰控制器只能抵消系统的部分非线性，系统仍存在一定的不确定性，无法实现良好的控制精度。

发明内容

[0004] 本发明的目的是提供一种并联混合型有源滤波器系统，解决了现有技术中存在的有源滤波器的控制精度差的问题。

[0005] 本发明的另一目的是提供一种并联混合型有源滤波器系统的控制方法。

[0006] 本发明所采用的第一技术方案是，一种并联混合型有源滤波系统，包括三组分别连接在交流电网三相线上的无源滤波器，三组无源滤波器又均连接至有源滤波器，交流电网三相线上还连接有非线性负载。

[0007] 本发明第一技术方案的特点还在于，

[0008] 无源滤波器包括依次串联连接在交流电网三相线上的电容和电感。

[0009] 本发明所采用的第二技术方案是，一种并联混合型有源滤波系统的控制方法，基于并联混合型有源滤波系统，具体按照以下步骤实施：

[0010] 步骤1、建立并联混合型有源滤波系统的数学模型：

[0011]

[0012] 式(1)中：ω为电路电流的角频率，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，ia，ib，ic分别为三相网侧电流值，udc为直流侧电压值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效值，sA，sB，sC表示开关状态，sj,j＝A,B,C取值如下:

[0013]

[0014] sj,j＝A,B,C的开关函数在对称规则采样SPWM控制下，另表示为:

[0015]

[0016] 式(3)中：t表示采样时间，Tc为PWM开关周期，d为占空比，m表示采样点，m＝1,2,3,…..，

[0017] 将式(3)按傅里叶级数展开得：

[0018]

[0019] 式(4)中，dj表示占空比，Tc为PWM开关周期，

[0020] 在高开关频率f下，忽略sj,j＝A,B,C开关函数的高频谐波成分，得到低频模型按傅里叶级数展开表达式为:

[0021]

[0022] 式(5)中，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器(1)电容值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，sA，sB，sC表示开关状态，dj,j＝A，B，C表示占空比，[0023] 采用三角波调制，占空比dj,j＝A，B，C满足下式：

[0024]

[0025] 式(6)中，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，将式(6)代入式(5)，得到式(7):

[0026]

[0027] 式(7)中，表示三相电流的微分值，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，bjwj表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰,Udc为直流侧电压，

[0028] 式(7)简化为：

[0029]

[0030] 式(8)中：

[0031]

[0032] uj＝vrj，

[0033] 式(8)中的b0为扰动补偿因子，是决定补偿强弱的因子，在控制系统中作为可调参数使用，从式(7)看出，fj不仅包含开关损耗、检测误差外部扰动信息，还包含与输出信息有关的表征系统内部动态特性的信息；

[0034] 步骤2、当步骤1对并联混合型有源滤波系统建模结束后，建立线性自抗扰控制数学模型：

[0035] 采用线性扩张状态观测器(Linear Extended State Observer—LESO)和线性状态误差反馈控制律(Linear State Error Feedback—LSEF)作为线性自抗扰控制器，线性自抗扰控制器的控制方程有线性扩张状态观测器(LESO)方程和线性状态误差反馈控制律(LSEF)方程，线性扩张状态观测器(LESO)方程具体表示为：

[0036]

[0037] 式(9)中，Z21、Z22为线性扩张状态观测器(LESO)方程的两个输出变量，ε为误差，Icx为补偿电流信号，为系统反馈，B1、B2为比例系数，由式(9)知，Z21跟踪系统反馈Icx，并作为控制器的电流反馈信号，Z22被称作扰动补偿，跟踪系统总扰动u(t)，并被直接引入线性自抗扰控制器的输出端，对系统的扰动进行前馈补偿，

[0038] 线性状态误差反馈控制律(LSEF)表示为：

[0039]

[0040] 式(10)中，Z11为指令电流信号，ε1为误差，作为线性状态误差反馈控制律(LSEF)的输入，kp为比例系数，u0为初始控制量，

[0041] 结合式(9)和式(10)，得到自抗扰控制器总输出u，u的表达式为：

[0042] u＝(u0-Z22)/b  (11)

[0043] 式(11)中，u0为初始控制量，b为扰动补偿因子，

[0044] 由式(9)、式(10)、式(11)知，线性自抗扰控制器的控制过程中可调参数为：线性状态误差反馈控制律(LSEF)中的比例系数kp，线性扩张状态观测器(LESO)中的比例系数B1、B2，扰动补偿因子b，控制量u最终作用于被控对象；

[0045] 步骤3、在步骤2已经建立好的线性自抗扰控制器的基础上，依据内模原理建立重复控制补偿线性自抗扰控制模型，具体为：给定输入指令电流信号 通过比较给定 和实际输出补偿电流Icx得出的偏差ε(k)，偏差ε(k)经具有延迟环节的低通滤波器Q1(s)e-Ts得到上一采样周期的偏差ε(k-T)后，经过PID调节，最终得到以T为周期的重复控制输出补偿信号URC，重复控制补偿线性自抗扰控制模型的表达式具体如下：

[0046]

[0047] 式(15)中，ε(k)为误差，作为指令电流信号 与实际补偿电流Icx的差值，ε(k-T)为上一周期的误差，URC为以T为周期的重复控制输出的补偿信号；

[0048] 步骤4、结合步骤3中的重复控制补偿线性自抗扰控制和步骤2中的线性自抗扰控制两种算法，最终作用于系统的控制信号为

[0049] τ＝UADRC+URC  (16)

[0050] 式(16)中，UADRC为线性自抗扰控制器的输出信号，UADRC为线性自抗扰控制器总输出u，URC为重复控制的输出补偿信号；

[0051] 步骤5、将以上得出的最终作用于系统的控制信号τ输入被控对象中，进行控制：

[0052] 将最终作用于系统的控制信号τ，经过三角波调制后，得到六路脉冲信号，将六路脉冲信号输入有源滤波器(2)内的三相桥臂的6个开关管，通过对开关管的控制得出实际的补偿电流Icx，最终实现并联混合型有源滤波系统的控制。

[0053] 本发明第二技术方案的特点还在于，

[0054] 高开关频率f取值范围为f≥fc，fc表示开关频率。

[0055] 本发明的有益效果是，一种并联混合型有源滤波器的控制方法，采用线性自抗扰控制方法可以通过扩张状态观测器观测出系统的状态变量的同时观测出系统的综合扰动，得到广义状态误差并对扰动项进行前馈补偿、抵消，因此使控制系统在稳定性和鲁棒性方面都有显著的提高，采用的重复控制方法把上一周期运行的偏差和现有偏差共同作为系统输入，不仅可以提高系统的跟踪精度，还能够提高鲁棒性及改善系统控制品质。

附图说明

[0056] 图1是本发明一种并联混合型有源滤波系统的结构示意图；

[0057] 图2是本发明一种并联混合型有源滤波系统的控制方法中线性自抗扰控制框图；

[0058] 图3是本发明一种并联混合型有源滤波系统的控制方法中基于重复补偿的线性自抗扰控制的并联混合型有源滤波器控制框图。

[0059] 图中，1.无源滤波器，2.有源滤波器，3.非线性负载，4.交流电网。

具体实施方式

[0060] 下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

[0061] 本发明一种并联混合型有源滤波系统，以电压源型逆变器作为其有源部分，以单调谐滤波器作为其无源部分，有源部分与单调谐滤波器形成混合型有源滤波器，结构如图1所示，具体结构为：包括三组分别连接在交流电网4三相线上的无源滤波器1，三组无源滤波器1又均连接至有源滤波器2，交流电网4三相线上还连接有非线性负载3，无源滤波器1包括依次串联连接在交流电网4三相线上的电容C和电感L。

[0062] 电压型逆变器看作一个理想的电压Uc，谐波源等效为理想电流源IL，假定逆变器的开关为理想的开关器件，并联混合型有源电力滤波器电路结构可据下式简化为开关结构，其中uj*(j＝a、b、c)表示从变压器侧看进去的三相电网电压等效折算值。

[0063] 本发明并联混合型有源滤波系统的控制方法，基于并联混合型有源滤波系统，具体按照以下步骤实施：

[0064] 步骤1、建立并联混合型有源滤波系统的数学模型：

[0065]

[0066] 式(1)中：ω为电路电流的角频率，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，ia，ib，ic分别为三相网侧电流值，udc为直流侧电压值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，sA，sB，sC表示开关状态，sj,j＝A,B,C取值如下:

[0067]

[0068] sj,j＝A,B,C的开关函数在对称规则采样SPWM控制下，另表示为:

[0069]

[0070] 式(3)中：t表示采样时间，Tc为PWM开关周期，d为占空比，m表示采样点，m＝1,2,3,…..，

[0071] 将式(3)按傅里叶级数展开得：

[0072]

[0073] 式(4)中，dj表示占空比，Tc为PWM开关周期，

[0074] 在高开关频率f下，高开关频率f取值范围为f≥fc，fc表示开关频率，忽略sj,j＝A,B,C开关函数的高频谐波成分，得到低频模型按傅里叶级数展开表达式为:

[0075]

[0076] 式(5)中，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器(1)电容值，bawa、bbwb、bcwc表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，sA，sB，sC表示开关状态，dj,j＝A，B，C表示占空比，[0077] 采用三角波调制，占空比dj,j＝A，B，C满足下式：

[0078]

[0079] 式(6)中，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，

[0080] 电流跟踪控制的目的是使有源电力滤波器输出的补偿电流能够快速准确的跟踪指令电流信号的变化，是决定有源电力滤波器稳态和动态性能的一个关键因素。电流跟踪控制方法直接决定了系统的准确性和快速性，

[0081] 将式(6)代入式(5)，得到式(7):

[0082]

[0083] 式(7)中，表示三相电流的微分值，r为系统的等效电阻值，L为无源滤波器电感值，C为无源滤波器电容值，vrj表示调制波幅值，Vtri表示载波幅值，uj*,j＝a、b、c表示三相电网电压等效折算值，bjwj表示开关损耗、检测误差以及外部因素对系统的干扰,Udc为直流侧电压，

[0084] 式(7)简化为：

[0085]

[0086] 式(8)中：

[0087]

[0088] uj＝vrj，

[0089] 式(8)中的b0为扰动补偿因子，是决定补偿强弱的因子，在控制系统中作为可调参数使用，从式(7)看出，fj不仅包含开关损耗、检测误差外部扰动信息，还包含与输出信息有关的表征系统内部动态特性的信息；

[0090] 步骤2、当步骤1对并联混合型有源滤波系统建模结束后，建立线性自抗扰控制数学模型：

[0091] 采用线性扩张状态观测器(Linear Extended State Observer—LESO)和线性状态误差反馈控制律(Linear State Error Feedback—LSEF)作为线性自抗扰控制器，线性自抗扰控制器的控制方程有线性扩张状态观测器(LESO)方程和线性状态误差反馈控制律(LSEF)方程，线性扩张状态观测器(LESO)方程具体表示为：

[0092]

[0093] 式(9)中，Z21、Z22为线性扩张状态观测器(LESO)方程的两个输出变量，ε为误差，Icx为补偿电流信号，为系统反馈，B1、B2为比例系数，由式(9)知，Z21跟踪系统反馈Icx，并作为控制器的电流反馈信号，Z22被称作扰动补偿，跟踪系统总扰动u(t)，并被直接引入线性自抗扰控制器的输出端，对系统的扰动进行前馈补偿，

[0094] 线性状态误差反馈控制律(LSEF)表示为：

[0095]

[0096] 式(10)中，Z11为指令电流信号，ε1为误差，作为线性状态误差反馈控制律(LSEF)的输入，kp为比例系数，u0为初始控制量，

[0097] 结合式(9)和式(10)，得到线性自抗扰控制器总输出u，u的表达式为：

[0098] u＝(u0-Z22)/b  (11)

[0099] 式(11)中，u0为初始控制量，b为扰动补偿因子，

[0100] 由式(9)、式(10)、式(11)知，线性自抗扰控制器的控制过程中可调参数为：线性状态误差反馈控制律(LSEF)中的比例系数kp，线性扩张状态观测器(LESO)中的比例系数B1、B2，扰动补偿因子b，控制量u最终作用于被控对象；

[0101] 线性自抗扰控制框图如图2所示，v(k)为系统给定，x1(k)是跟踪微分器安排的过渡过程。z1(k)、z2(k)为扩张观测器对系统状态的估计量，z1(k)是扩张状态观测器对x1(k)的观测量，z2(k)是扩张状态观测器对“总扰动”的观测量。非线性状态误差反馈控制律输出经过受到扰动后的“补偿”，控制量u(k)最终作用于被控对象，y(k)为系统实际输出，d(k)是对系统中各种“扰动”的总和，跟踪微分器能快速无超调地跟踪输入信号并给出较好的微分信号，避免了由于设定值突变造成的控制量的剧烈变化以及输出量的超调；扩张状态观测器是自抗扰控制器的核心部分，利用它不仅能估计各个状态变量，还能估计扰动并给予相应补偿；来自跟踪微分器的输出与扩张状态观测器输出取误差就得到系统状态变量误差，这些状态变量误差经过非线性状态误差反馈控制律运算后，再加上扩张状态观测器对未知扰动估计的补偿量，最终作为被控对象的控制量。自抗扰控制设计控制器具有很大的灵活性，控制器设计不依赖于系统的精确数学模型，把复杂问题进行了简化，另外，由于采用非线性反馈，即使不使用积分器也可以实现基本无静差，避免了积分反馈的副作用；

[0102] 步骤3、在实际应用中，线性自抗扰控制只能抵消系统的部分非线性，因此无法实现高精度控制，为了提高系统的跟踪精度，引入重复控制方法对输出进行补偿，即在步骤2已经建立好的线性自抗扰控制器的基础上，依据内模原理建立重复控制补偿线性自抗扰控制模型，重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，内模原理指出，系统可以稳态无差地跟踪指令信号或抑制干扰信号的充要条件是稳定闭环回路中包含此指令信号或干扰信号的内模，针对周期为T的信号构造满足外激励信号的完全内模Mf，Mf的表达式为：

[0103]

[0104] 为了减小控制作用在高频段的增益，改善系统的稳定性，在系统中引入低通滤波器Q(s)，完全内模Mf另写为：

[0105]

[0106] 式(13)中，

[0107]

[0108] Tq为滤波器的时间常数，将重复控制算法引入改进的自抗扰控制中，对输出信号进行补偿，所设计的重复控制补偿ADRC的结构如附图3所示，其中重复控制补偿回路如附图3中RC部分所示，

[0109] 建立重复控制补偿线性自抗扰控制模型具体为：给定输入指令电流信号 通过比较给定 和实际输出补偿电流Icx得出的偏差ε(k)，偏差ε(k)经具有延迟环节的低通滤波器Q1(s)e-Ts得到上一采样周期的偏差ε(k-T)后，经过PID调节，最终得到以T为周期的重复控制输出补偿信号URC，重复控制补偿线性自抗扰控制模型的表达式具体如下：

[0110]

[0111] 式(15)中，ε(k)为误差，作为指令电流信号 与实际补偿电流Icx的差值，ε(k-T)为上一周期的误差，URC为以T为周期的重复控制输出的补偿信号；

[0112] 步骤4、重复控制可以保证输出精确跟踪给定，但消除干扰对输出的影响至少需要一个周期；自抗扰控制器能够对跟踪误差立即产生调节作用，响应速度较快，结合两种算法的特点共同作用可以保证系统具有较快的动态响应速度和较高的跟踪精度，即结合步骤3中的重复控制补偿线性自抗扰控制和步骤2中的线性自抗扰控制两种算法，最终作用于系统的控制信号为

[0113] τ＝UADRC+URC  (16)

[0114] 式(16)中，UADRC为线性自抗扰控制器的输出信号，UADRC为线性自抗扰控制器总输出u，URC为重复控制的输出补偿信号；

[0115] 步骤5、将以上得出的最终作用于系统的控制信号τ输入被控对象中，进行控制：

[0116] 将最终作用于系统的控制信号τ，经过三角波调制后，得到六路脉冲信号，将六路脉冲信号输入有源滤波器(2)内的三相桥臂的6个开关管，通过对开关管的控制得出实际的补偿电流Icx，最终实现并联混合型有源滤波系统的控制。

[0117] 重复控制算法主要用于伺服系统重复轨迹的高精度控制，这种方法把上一周期运行的偏差和现有偏差共同作为系统输入，不仅可以提高系统的跟踪精度，还能够提高鲁棒性及改善系统控制品质。

[0118] 为了验证并联混合型有源滤波系统的线性自抗扰控制方法相比于三角波在抗扰动方面的优越性，以及加了重复控制后相比于单独的线性自抗扰在精度方面的优越性，在MATLAB/Simulink上进行仿真，以并联混合型有源滤波系统为被控对象，单调谐滤波器的调谐次数选为7次，系统参数为：网侧线电压Us：380V；电网频率fs：50Hz；电网分布电感Ls：0.23mH；整流桥交流电感LAC：2mH；无源滤波器电容Cf：10.86uF；无源滤波器电感Lf：19.1mH；
有源滤波器直流侧电容Cdc：3300uF；有源滤波器直流侧电压Udc：150V。

[0119] 为了比较线性自抗扰(LADRC)与三角波控制在抗扰动方面的性能比较，在仿真中分别记录两种控制方法下单调谐无源滤波器中电感与电容的值变化时网测电流的THD值。表1为LC参数变化时两种控制方法网侧电流THD的分析比较，由表1可以得出，在L参数变化时，LADRC控制方法的THD变化仅为0.18％，而三角波变化为0.53％，C参数变化时，LADRC控制方法的THD变化仅为0.06％，而三角波变化为0.47％，故可以得出结论，LADRC控制方法在系统参数变化时起到了很好的抗干扰效果。

[0120] 表1 LC参数变化时两种控制方法网侧电流THD分析及比较

[0121]

[0122] 为了比较线性自抗扰与重复线性自抗扰的补偿精度，对两种方法进行了仿真，表2为LADRC与重复线性自抗扰控制方式下网侧电流的THD分析比较。由表2可以看出，在相同的工况下，重复线性自抗扰控制方法相比于线性自抗扰有更高的跟踪高度，补偿后网侧电流的THD更低，通过仿真验证了本发明提出的控制方法的优越性。

[0123] 表2两种控制方式网侧电流的THD分析

[0124]控制方法 网侧电流THD/(％)
LADRC 2.23
重复线性自抗扰 2.09

[0125] 本发明在三个线性自抗扰控制器分别比较指令电流和补偿电流的偏差，经过延迟环节得到上一采样周期的偏差，经过PID控制器和内模环节进行处理，最终得到周期性的重复控制输出补偿信号，将此补偿信号叠加到线性自抗扰控制器的输出，共同输入被控对象，不仅对内部存在的不确定性与外部扰动进行估计和补偿，还可以提高系统跟踪精度、鲁棒性及改善系统的控制品质。

[0126] 本发明应用于并联混合型有源电力滤波器，对非线性负载和线路上的参数不确定及变化具有较强的鲁棒性，具有良好的动态性能，对解决有源滤波器的电流跟踪控制问题十分适合。