一种光伏微型逆变器

摘要

本发明提供一种光伏微型逆变器，所述逆变器包括升压模块和逆变模块；所述升压模块包括前级DC‑DC变换器和后级DC‑DC变换器；光伏阵列(PV)、前级DC‑DC变换器、后级DC‑DC变换器和逆变模块依次串联。前级DC‑DC变换器采用第一Boost电路和第二Boost电路实现最大功率点跟踪和电压的提升，后级DC‑DC变换器负责进一步抬升电压达到电网等级，在升压比大于10的同时实现了最大功率点跟踪。本发明充分利用开关损耗小的电路特点，发挥开关电容电路的高频特性，可有效减小滤波器的体积和输出纹波。

权利要求

1.一种光伏微型逆变器，其特征在于：所述逆变器包括升压模块和逆变模块；所述升压模块包括前级DC-DC变换器和后级DC-DC变换器；光伏阵列、前级DC-DC变换器、后级DC-DC变换器和逆变模块依次串联；

所述前级DC-DC变换器包括输入电容C1、第一Boost电路、第二Boost电路和输出电容C2；

所述输入电容C1与第一Boost电路并联，同时与第二Boost电路并联，第一Boost电路与输出电容C2并联，同时第二Boost电路与输出电容C2并联；

所述第一Boost电路包括升压电感L1、开关管Q1和二极管D1；所述开关管Q1采用N沟道MOSFET；

所述输入电容C1与升压电感L1相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L1与开关管Q1串联后与输入电容C1并联，所述二极管D1的阳极连接开关管Q1的漏极，二极管D1的阴极与输出电容C2相连，开关管Q1的源级与输出电容C2相连；

所述第二Boost电路包括升压电感L2、开关管Q2和二极管D2；所述开关管Q2采用N沟道MOSFET；

所述输入电容C1与升压电感L2相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L2与开关管Q2串联后与输入电容C1并联，所述二极管D2的阳极连接开关管Q2的漏极，二极管D2的阴极与输出电容C2相连，开关管Q2的源级与输出电容C2相连；

所述后级DC-DC变换器为谐振式开关电容电路；

所述后级DC-DC变换器包括开关管Q3、开关管Q4、谐振电容C1a、谐振电容C1b、谐振电容C1c、稳压电容C2a、稳压电容C2b、稳压电容C2c、谐振电感Lr、二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c以及二极管D2c；

所述开关管Q3和开关管Q4均采用N沟道MOSFET；

所述开关管Q3和开关管Q4串联形成Q3-Q4支路，所述Q3-Q4支路与后级DC-DC变换器的输入端相接，所述开关管Q3的漏极连接后级DC-DC变换器的输入端正极，其源极连接开关管Q4的漏极，所述开关管Q4的源极连接后级DC-DC变换器的输入端负极；

所述谐振电感Lr一端连接开关管Q3的源级，其一端同时连接谐振电容C1a、谐振电容C1b和谐振电容C1c，所述二极管D1a的阳极与开关管Q3的漏极连接，所述二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c、二极管D2c按照先阳极后阴极依次连接，与稳压电容C2c串联后再与Q3-Q4支路并联；

所述谐振电容C1a一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1a阴极连接；所述谐振电容C1b一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1b阴极连接；所述谐振电容C1c一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1c阴极连接；

所述稳压电容C2a一端与二极管D2a阴极连接，其另一端与开关管Q4的源极连接，所述稳压电容C2b一端与二极管D2b阴极连接，其另一端与管Q4的源极连接；

所述逆变模块采用全桥逆变电路。

说明书

一种光伏微型逆变器

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种光伏微型逆变器。

背景技术

[0002] 近几年来，光伏微型逆变器以其独有的优势越来越受到关注。它是一种与单个光伏组件相连，可将光伏输出的直流电直接变换成符合并网条件交流电的逆变器，功率一般在50～300W之间。光伏微型逆变器可以有效地防止局部阴影造成的功率损耗，通过简化布线来降低安装成本，利用相互独立的架构提高系统的整体可靠性。

[0003] 光伏逆变器可分为单级结构和两级结构。单级式的逆变器是指在一个功率环节中实现最大功率点跟踪控制、DC-AC逆变的光伏功率变换器。它具有结构简单、逆变器效率高等优点，但单级式逆变器要在一个功率环节实现最大功率点跟踪控制和逆变并网控制，控制对象多且相互耦合，增加了控制器的设计难度。两级式的逆变器结构虽然功率级数多，整机效率低于单级式逆变器，但其可以实现光伏板的最大功率点跟踪与逆变器并网单独控制，避免了逆变器并网工作对光伏器件输出功率的影响，从整体上讲更具经济价值。

[0004] 目前很多规格的光伏电池的输出电压一般为30V左右，微逆变器就需要具备高增益的升压功能，将直流侧电压提高至310V，才能完成逆变并网。普通的Boost电路在实际应用中最高只能提供5倍的升压比，因此无法单独应用于微型逆变器。

发明内容

[0005] 为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种光伏微型逆变器，通过设置升压模块实现了光伏电池的最大功率点跟踪，同时将电压提高便于直接逆变并网；并通过设置逆变模块实现锁相控制和直流侧电压控制，将直流电逆变成交流电并入电网。

[0006] 为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：

[0007] 本发明提供一种光伏微型逆变器，所述逆变器包括升压模块和逆变模块；所述升压模块包括前级DC-DC变换器和后级DC-DC变换器；光伏阵列(PV)、前级DC-DC变换器、后级DC-DC变换器和逆变模块依次串联。

[0008] 所述前级DC-DC变换器包括输入电容C1、第一Boost电路、第二Boost电路和输出电容C2；

[0009] 所述输入电容C1与第一Boost电路并联，同时与第二Boost电路并联，第一Boost电路与输出电容C2并联，同时第二Boost电路与输出电容C2并联。

[0010] 所述第一Boost电路包括升压电感L1、开关管Q1和二极管D1；所述开关管Q1采用N沟道MOSFET；

[0011] 所述输入电容C1与升压电感L1相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L1与开关管Q1串联后与输入电容C1并联，所述二极管D1的阳极连接开关管Q1的漏极，二极管D1的阴极与输出电容C2相连，开关管Q1的源级与输出电容C2相连。

[0012] 所述第二Boost电路包括升压电感L2、开关管Q2和二极管D2；所述开关管Q2采用N沟道MOSFET；

[0013] 所述输入电容C1与升压电感L2相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L2与开关管Q2串联后与输入电容C1并联，所述二极管D2的阳极连接开关管Q2的漏极，二极管D2的阴极与输出电容C2相连，开关管Q2的源级与输出电容C2相连。

[0014] 所述后级DC-DC变换器为谐振式开关电容电路；

[0015] 所述后级DC-DC变换器包括开关管Q3、开关管Q4、谐振电容C1a、谐振电容C1b、谐振电容C1c、稳压电容C2a、稳压电容C2b、稳压电容C2c、谐振电感Lr、二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c以及二极管D2c；

[0016] 所述开关管Q3和开关管Q4均采用N沟道MOSFET。

[0017] 所述开关管Q3和开关管Q4串联形成Q3-Q4支路，所述Q3-Q4支路与后级DC-DC变换器的输入端相接，所述开关管Q3的漏极连接后级DC-DC变换器的输入端正极，其源极连接开关管Q4的漏极，所述开关管Q4的源极连接后级DC-DC变换器的输入端负极；

[0018] 所述谐振电感Lr一端连接开关管Q3的源级，其一端同时连接谐振电容C1a、谐振电容C1b和谐振电容C1c，所述二极管D1a的阳极与开关管Q3的漏极连接，所述二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c、二极管D2c按照先阳极后阴极依次连接，与稳压电容C2c串联后再与Q3-Q4支路并联；

[0019] 所述谐振电容C1a一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1a阴极连接；所述谐振电容C1b一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1b阴极连接；所述谐振电容C1c一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1c阴极连接；

[0020] 所述稳压电容C2a一端与二极管D2a阴极连接，其另一端与开关管Q4的源极连接，所述稳压电容C2b一端与二极管D2b阴极连接，其另一端与管Q4的源极连接。

[0021] 所述逆变模块采用全桥逆变电路。

[0022] 与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

[0023] 1)第一Boost电路和第二Boost电路运行在电感电流断续的模式下，开关管工作在零电流开通状态下，开关损耗减小，谐振式开关电容电路中的开关管工作在准谐振状态，开关损耗减小；

[0024] 2)充分利用开关损耗小的电路特点，发挥开关电容电路的高频特性，可有效减小滤波器的体积和输出纹波；

[0025] 3)前级DC-DC变换器采用第一Boost电路和第二Boost电路实现最大功率点跟踪和电压的提升，后级DC-DC变换器负责进一步抬升电压达到电网等级，在升压比大于10的同时实现了最大功率点跟踪。

附图说明

[0026] 图1是本发明实施例中光伏微型逆变器的结构图；

[0027] 图2是本发明实施例中前级DC-DC变换器拓扑结构图；

[0028] 图3是本发明实施例中前级DC-DC变换器控制信号和电感电流波形图；

[0029] 图4是本发明实施例中后级DC-DC变换器拓扑结构图；

[0030] 图5是本发明实施例中后级DC-DC变换器的工作波形图；

具体实施方式

[0031] 下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

[0032] 本发明提供一种光伏微型逆变器，如图1，所述逆变器包括升压模块和逆变模块；升压模块实现了光伏电池的最大功率点跟踪，同时将电压提高便于直接逆变并网；逆变模块实现锁相控制和直流侧电压控制，将直流电逆变成交流电并入电网。

[0033] 升压模块包括前级DC-DC变换器和后级DC-DC变换器；光伏阵列、前级DC-DC变换器、后级DC-DC变换器和逆变模块依次串联。

[0034] 如图2，前级DC-DC变换器包括输入电容C1、第一Boost电路、第二Boost电路和输出电容C2；

[0035] 所述输入电容C1与第一Boost电路并联，同时与第二Boost电路并联，第一Boost电路与输出电容C2并联，同时第二Boost电路与输出电容C2并联。

[0036] 所述第一Boost电路包括升压电感L1、开关管Q1和二极管D1；所述开关管Q1采用N沟道MOSFET；

[0037] 所述输入电容C1与升压电感L1相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L1与开关管Q1串联后与输入电容C1并联，所述二极管D1的阳极连接开关管Q1的漏极，二极管D1的阴极与输出电容C2相连，开关管Q1的源级与输出电容C2相连。

[0038] 所述第二Boost电路包括升压电感L2、开关管Q2和二极管D2；所述开关管Q2采用N沟道MOSFET；

[0039] 所述输入电容C1与升压电感L2相连并且所连接处连接前级DC-DC变换器的输入端，所述升压电感L2与开关管Q2串联后与输入电容C1并联，所述二极管D2的阳极连接开关管Q2的漏极，二极管D2的阴极与输出电容C2相连，开关管Q2的源级与输出电容C2相连。

[0040] 第一Boost电路和第二Boost电路相互独立工作，开关管Q1和Q2控制信号的占空比和周期相同，控制信号相位相差180度。当开关管控制信号为正时，开关管处于导通状态，所串接的电感电流逐渐增大；当开关管信号为零时，开关管处于关断状态，所串接的电感电流以更大的速率减少至0。控制信号和电感电流的波形如图3所示。可以看出，第一Boost电路和第二Boost电路的电流均是断续的，但并联在一起之后形成了连续的电流且使电流纹波频率提高了一倍。此外，每个开关管都是零电流开通，降低了开关损耗。

[0041] 所述后级DC-DC变换器为谐振式开关电容电路；

[0042] 如图4，所述后级DC-DC变换器包括开关管Q3、开关管Q4、谐振电容C1a、谐振电容C1b、谐振电容C1c、稳压电容C2a、稳压电容C2b、稳压电容C2c、谐振电感Lr、二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c以及二极管D2c；

[0043] 所述开关管Q3和开关管Q4均采用N沟道MOSFET。

[0044] 所述开关管Q3和开关管Q4串联形成Q3-Q4支路，所述Q3-Q4支路与后级DC-DC变换器的输入端相接，所述开关管Q3的漏极连接后级DC-DC变换器的输入端正极，其源极连接开关管Q4的漏极，所述开关管Q4的源极连接后级DC-DC变换器的输入端负极；

[0045] 所述谐振电感Lr一端连接开关管Q3的源级，其一端同时连接谐振电容C1a、谐振电容C1b和谐振电容C1c，所述二极管D1a的阳极与开关管Q3的漏极连接，所述二极管D1a、二极管D2a、二极管D1b、二极管D2b、二极管D1c、二极管D2c按照先阳极后阴极依次连接，与稳压电容C2c串联后再与Q3-Q4支路并联；

[0046] 所述谐振电容C1a一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1a阴极连接；所述谐振电容C1b一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1b阴极连接；所述谐振电容C1c一端与谐振电感Lr连接，其另一端与二极管D1c阴极连接；

[0047] 所述稳压电容C2a一端与二极管D2a阴极连接，其另一端与开关管Q4的源极连接，所述稳压电容C2b一端与二极管D2b阴极连接，其另一端与管Q4的源极连接。

[0048] 其理论上可以使输入电压提高4倍。同时，该后级DC-DC变换器通过加入一个谐振电感Lr，在特定的开关频率下，利用准谐振软开关有效抑制了开关损耗。在开关管Q3或Q4任意一个开通时，由于谐振环的作用，开关管实现了零电流开通的机制。在谐振电流达到最大峰值后逐渐降低至零，由于二极管的作用电流不会继续降到负值形成反向电流，使关断时电流为零从而实现了软开关，提高了整体效率。

[0049] 谐振式开关电容变换器的开关器件控制信号，流经开关管Q3、Q4和谐振电感Lr的理想电流波形如图5所示。在开关管Q4开通时间t0时，开关管Q4导通，由于谐振，电感流过正弦形式的电流。在电流截止时间t1时，电流正向变为0，由于二极管的作用，电流不再变化。随后关断开关管Q4，在上管开通时间t2，开关管Q3导通，电感流过反向的正弦形式的电流，在电流反向截止时间t3时，电感电流变为0，由于二极管的作用，电流不再变化。随后开关管Q3关闭，当下管再次导通时，时间为t4，重复以上工作过程。电感的电流在t0-t1阶段正向正弦变化，t1-t2变为0，t2-t3反向正弦变化，t3-t4变为0。

[0050] 谐振式开关电容变换器的每个工作周期可以分为4个模态，具体如下：

[0051] 第一模态(t0-t1)：

[0052] t0时刻，Q4导通，Q3关断。Vi与D1a、C1a和Lr构成回路，t0时刻开始产生串联谐振，电流从零开始逐渐上升，并按照正弦规律变化，当电流值再次达到零时，由于D1a的阻碍，电流不能反向，此后维持为零。此外，C2a、D1b、C1b、Lr和Q4以及C2b、D1c、C1c、Lr和Q4也都产生相同的谐振现象。因此，在to时刻，Q4实现零电流开通。电压泵升方面，Vi给C1a充电，C2a给C1b充电至2Vi，C2b给C1c充电至3Vi，C2c给负载供电。

[0053] 第二模态(t1-t2)：

[0054] 谐振在t1时刻停止，电感电流在此模态期间恒为零，两个开关管都处于关断状态。电容C2c给负载供电。

[0055] 第三模态(t2-t3)：

[0056] t1时刻，Q3导通，Q4关断。Vi与D2a、C1a、C2a和Lr构成回路，t2时刻开始产生串联谐振，电流从零开始逐渐上升，并按照正弦规律变化，当电流值再次为零时，由于D2a的阻碍，电流不能反向，此后维持为零。此外，Vi、C1b、D2b、C2b、Lr、Q3串联构成类似的回路。Vi还通过Q1、Lr、C1c、D2c串联在一起产生谐振，向负载供电。因此，t2时刻Q4实现了零电流开通。电压泵升方面，Vi分别与C1a、C1b、C1c串联在一起，将C2a、C2b、C2c充电至2Vi、3Vi、4Vi。

[0057] 第四模态(t3-t4)：

[0058] 谐振在t3时刻停止，电感电流在此模态期间恒为零，两个开关管都处于关断状态。仅电容C2c再次给负载供电。

[0059] 该谐振式开关电容变换器的可以实现从零负载到全负载范围内的软开关，但其相关参数的选择要满足以下两个条件才能保证变换器软开关的正常工作。第一，开关频率应小于谐振频率，开关动作应在谐振电流经正弦变化为零之后进行；第二，谐振电容的电压纹波应予以限定。

[0060] 所述逆变模块采用全桥逆变电路。全桥逆变电路包括四个开关器件，两组串连在一起的两个开关管，定义为第一组和第二组。第一组两个开关管中间位置接交流输出侧的一端，第二组两个开关管中间位置接交流输出侧的另一端。第一组开关管和第二组开关管相并联，与直流输入相接。

[0061] 最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所属领域的普通技术人员参照上述实施例依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。