AD转换装置、固态成像装置和成像系统

摘要

本发明公开了AD转换装置、固态成像装置以及成像系统。该AD转换装置包含：参照信号产生电路，该参照信号产生电路被配置为输出其电压随时间改变的第一参照信号和第二参照信号；比较电路，该比较电路被配置为在所述模拟信号的电压与所述第一参照信号的电压之间执行比较；控制电路，该控制电路被配置为基于所述比较来产生和输出数字数据；数字模拟转换器，该数字模拟转换器被配置为通过使用所述第二参照信号来产生其电压从比较基准电压随时间改变的信号，并被配置为将所述信号输出到比较电路，所述比较基准电压基于所述数字数据；以及计数器，该计数器被配置为通过测量经过时间来产生计数值。所述比较电路还被配置为在所述模拟信号的电压与从所述数字模拟转换器输出的信号之间执行比较。

权利要求

1.一种被配置为将模拟信号转换成数字信号的模拟数字(AD)转换装置，其特征在于，包括：参照信号产生电路，该参照信号产生电路被配置为输出其电压随时间改变的第一参照信号和第二参照信号；

比较电路，该比较电路被配置为在所述模拟信号的电压与所述第一参照信号的电压之间执行比较；

控制电路，该控制电路被配置为基于所述比较来产生和输出数字数据；

数字模拟转换器，该数字模拟转换器被配置为通过使用所述第二参照信号来产生其电压从比较基准电压随时间改变的信号，并被配置为将所述信号输出到比较电路，所述比较基准电压基于所述数字数据；以及计数器，该计数器被配置为通过测量经过时间来产生计数值，其中，所述比较电路还被配置为在所述模拟信号的电压与从所述数字模拟转换器输出的信号之间执行比较，其中，所述计数器通过测量从所述第一参照信号的电压随时间的变化开始时、到输入到所述比较电路的模拟信号的电压与第一参照信号的电压之间的大小关系改变时的经过时间来获得第一计数值，其中，所述数字数据具有基于所述第一计数值的值。

2.根据权利要求1的AD转换装置，其中，所述计数器通过测量从所述第二参照信号的电压随时间的变化开始时、到输入到所述比较电路的模拟信号的电压与第二参照信号的电压之间的大小关系改变时的经过时间来获得第二计数值。

3.根据权利要求2的AD转换装置，其中，通过组合作为高阶位的基于所述第一计数值的数字数据和作为低阶位的基于所述第二计数值的数字数据，所述模拟信号被转换成数字信号。

4.根据权利要求1的AD转换装置，其中，

所述比较电路具有被配置为接收所述模拟信号的一个输入端子和被配置为选择性地接收所述数字模拟转换器的输出信号和所述参照信号产生电路的输出信号中的任何一个的另一个输入端子，并且其中，当所述参照信号产生电路被选择使得所述第一参照信号被从该参照信号产生电路输入到比较电路时，所述比较电路对所述模拟信号和第一参照信号进行比较。

5.根据权利要求1的AD转换装置，其中，

所述比较电路具有被配置为接收所述模拟信号的一个输入端子和被配置为接收所述数字模拟转换器的输出信号的另一个输入端子，并且其中，当从所述参照信号产生电路输出的第一参照信号经由数字模拟转换器被输入到比较电路时，所述比较电路对所述模拟信号和第一参照信号进行比较。

6.根据权利要求1的AD转换装置，其中，

所述比较电路具有被配置为接收所述模拟信号和所述数字模拟转换器的输出信号的一个输入端子，其中，所述AD转换装置还包括：

开关，该开关连接在所述比较电路的另一个输入端子与所述比较电路的输出端子之间；和电容器，该电容器具有与所述另一个输入端子连接的一个端子，并且其中，当所述第一参照信号被输入到所述电容器的另一个端子时，所述比较电路对所述模拟信号和第一参照信号进行比较。

7.根据权利要求6的AD转换装置，其中，

在所述开关被接通的状态下，所述模拟信号被输入到比较电路，并且所述比较电路的偏移电压被保持在所述电容器中，并且其中，在所述开关被关断之后，所述第一参照信号被输入到比较电路。

8.根据权利要求3的AD转换装置，其中，所述控制电路将通过使所述第一计数值移位至少1位所获得的值设定为高阶位的值。

9.根据权利要求1的AD转换装置，其中，在所述比较电路对所述模拟信号的电压和第一参照信号的电压进行比较之前，所述比较电路对被配置为供给所述模拟信号的信号源的基准信号和所述第二参照信号进行比较以将所述基准信号转换成数字信号。

10.根据权利要求9的AD转换装置，其中，在所述基准信号与第二参照信号之间的比较中，第二参照信号使偏移电压被添加到该第二参照信号。

11.根据权利要求1的AD转换装置，其中，在相对于时间的电压变化率上，所述第一参照信号比第二参照信号大。

12.根据权利要求1的AD转换装置，其中，所述第二参照信号通过对第一参照信号的电压进行分压来产生。

13.根据权利要求5的AD转换装置，其中，在所述模拟信号的电压和第一参照信号的电压被彼此比较之前，所述数字模拟转换器向比较电路输入利用最高有效位的值为1而产生的电压，使得该电压被与所述模拟信号比较，以由此确定所述模拟信号的最高有效位的值。

14.根据权利要求1的AD转换装置，其中，所述数字模拟转换器包括电容型数字模拟转换器，该电容型数字模拟转换器包括具有二进制加权电容值的多个电容器。

15.根据权利要求1的AD转换装置，其中，所述数字模拟转换器包括R-2R梯型数字模拟转换器，该R-2R梯型数字模拟转换器包括以梯形配置连接的具有第一电阻值的电阻器和具有作为所述第一电阻值的两倍那么大的电阻值的电阻器。

16.一种固态成像装置，其特征在于，包括：

像素部分，该像素部分被配置为输出与入射光对应的模拟信号；以及根据权利要求1～15中的任一项的被配置为将所述模拟信号转换成数字信号的AD转换装置。

17.一种成像系统，其特征在于，包括：

像素部分，该像素部分被配置为输出与入射光对应的模拟信号；

根据权利要求1～15中的任一项的被配置为将所述模拟信号转换成数字信号的AD转换装置；以及信号处理单元，该信号处理单元被配置为对所述数字信号进行处理。

说明书

AD转换装置、固态成像装置和成像系统

技术领域

[0001] 本发明涉及模拟数字(AD)转换装置和包含AD转换装置的固态成像装置和成像系统。

背景技术

[0002] 在日本专利申请公开No.2002-232291中，作为用于减小AD转换装置的电力消耗的技术，公开了获得高阶位(high-order bit)并此后获得低阶位(low-order bit)的两步骤AD转换方法。在日本专利申请公开No.2002-232291中公开的AD转换装置将像素信号与阶梯参照信号进行比较，并且测量直到比较器的输出电压反转的计数值作为高阶位。然后，使开关进入非导通以断开参照信号，并且在第一电容器C1中保持此时的参照信号的电压。接着，通过经由第二电容器C2在保持的电压上叠加在步宽上比上述参照信号小的参照信号所获得的电压被输入到比较器。该电压被与像素信号比较，并且，测量直到比较器的输出电压反转的计数值作为低阶位。在日本专利申请公开No.2002-232291中公开了用于以这种方式实现两步骤AD转换的技术。

[0003] 在日本专利申请公开No.2002-232291中所公开的AD转换装置中，通过开关切换用于供给用于获得高阶位的参照信号的信号线和用于供给用于获得低阶位的参照信号的信号线。当通过开关切换信号线时，由开关导致的噪声可能进入保持在第一电容器C1中的信号。保持在第一电容器C1中的信号被用作用于获得高阶位的比较信号，并因此噪声可能导致转换精度的劣化。因此，在日本专利申请公开No.2002-232291中公开的AD转换装置可能在转换精度上不足。

发明内容

[0004] 根据本发明的一个实施例，提供一种被配置为将模拟信号转换成数字信号的模拟数字(AD)转换装置，包含：参照信号产生电路，该参照信号产生电路被配置为输出其电压随时间改变的第一参照信号和第二参照信号；比较电路，该比较电路被配置为在所述模拟信号的电压与所述第一参照信号的电压之间执行比较；控制电路，该控制电路被配置为基于所述比较来产生和输出数字数据；数字模拟转换器，该数字模拟转换器被配置为通过使用所述第二参照信号来产生其电压从基于所述数字数据的比较基准电压随时间改变的信号，并被配置为将所述信号输出到比较电路；以及计数器，该计数器被配置为通过测量经过时间来产生计数值。所述比较电路还被配置为在所述模拟信号的电压与从所述数字模拟转换器输出的信号之间执行比较。所述计数器通过测量从所述第一参照信号的电压随时间的变化开始时、到输入到所述比较电路的模拟信号的电压与第一参照信号的电压之间的大小关系改变时的时间来获得第一计数值。所述数字数据具有基于所述第一计数值的值。

[0005] 从以下参照附图的示例性实施例的描述，本发明的进一步特征将变得清楚。

附图说明

[0006] 图1是用于示出根据本发明的第一实施例的AD转换装置的配置的示图。

[0007] 图2是用于示出根据本发明的第二实施例的AD转换装置的配置的示图。

[0008] 图3是用于示出根据第二实施例的驱动定时的示图。

[0009] 图4是用于示出根据本发明的第三实施例的AD转换装置的配置的示图。

[0010] 图5是用于示出根据第三实施例的驱动定时的示图。

[0011] 图6是用于示出根据本发明的第四实施例的AD转换装置的配置的示图。

[0012] 图7是用于示出根据第四实施例的驱动定时的示图。

[0013] 图8是用于示出根据本发明的第五实施例的驱动定时的示图。

[0014] 图9是用于示出根据本发明的第六实施例的AD转换装置的配置的示图。

[0015] 图10是用于示出根据本发明的第七实施例的固态成像装置的配置的示图。

[0016] 图11是用于示出根据本发明的第八实施例的成像系统的示图。

具体实施方式

[0017] 现在将根据附图详细描述本发明的优选实施例。在实施例的示图中，具有相同功能的要素由相同的附图标记表示，并且有时省略其重复描述。

[0018] (第一实施例)

[0019] 图1是用于示出根据本发明的第一实施例的AD转换装置40的配置的示图。根据第一实施例的AD转换装置40是被配置为将从诸如光电转换元件的信号源输入的模拟信号转换成数字信号的电路，并且包含参照信号产生电路41、比较部分42、控制电路46和计数器47。

[0020] 参照信号产生电路41产生具有随时间改变的电压的参照信号。参照信号是用于与输入的模拟信号的电压比较的信号。例如，具有随时间单调增加或减小的电压的斜坡信号可被用作参照信号。

[0021] 比较部分42是被配置为将模拟信号与参照信号进行比较并且基于比较的结果输出信号的电路。比较部分42包含被配置为比较输入信号电压之间的大小关系并且输出与比较的结果对应的电压的比较电路44、和数字模拟转换器43(以下，称为“DAC”)。比较电路44可由例如具有两个输入端子和一个输出端子并且被配置为将一个输入端子的电压和另一个输入端子的电压与彼此进行比较并且输出高电平和低电平中的任一个的二进制电压信号的比较器形成。

[0022] 计数器47对从参照信号的电压开始改变的时间经过的时间进行计数，并且将计数值输出到控制电路46。控制电路46基于从计数器47获得的计数值产生控制信号，并且将控制信号传送到比较部分42，以由此控制比较部分42。

[0023] AD转换装置40执行两阶段的AD转换，即，执行低分辨率转换以获得数字信号的高阶位的第一AD转换和执行高分辨率转换以获得数字信号的低阶位的第二AD转换。换句话说，通过AD转换获得的数字数据是由低分辨率高阶位和高分辨率低阶位形成的数据。

[0024] AD转换装置40将输入的模拟信号的电压与从参照信号产生电路41输出的第一参照信号的电压进行比较，并且向控制电路46输出指示其间的大小关系的信号。控制电路46从计数器47获得计数值，以由此测量直到两个信号电压之间的大小关系反转的时间作为第一计数值。以这种方式，执行第一AD转换。

[0025] 接着，基于第一计数值的控制信号被从控制电路46输入到DAC 43。DAC 43向比较电路44输出与至少一个子范围对应的DAC电压作为指示高阶位的电压电平的比较基准电压。在这里使用的子范围具有与第一AD转换中的1LSB对应的电压范围。如果对于n个位执行第一AD转换，那么一个子范围的大小是可通过第一AD转换所转换的模拟信号的大小的范围的1/2n。此时，参照信号产生电路41输出在相对于时间的电压变化率上比第一参照信号小的第二参照信号。比较电路44将通过在DAC电压上叠加第二参照信号获得的信号与所述模拟信号进行比较，并且向控制电路46输出指示其间的大小关系的信号。控制电路46再次从计数器47获得计数值，以由此测量直到所述两个信号电压之间的大小关系反转的时间作为第二计数值。以这种方式，执行第二AD转换。

[0026] 以上述方式，AD转换装置40对模拟信号执行第一AD转换和第二AD转换，以由此将模拟信号转换成第一计数值和第二计数值。第一计数值被用作高阶位的数据，并且第二计数值被用作低阶位的数据。这些数据被组合以获得AD转换之后的数字信号。

[0027] DAC 43可由诸如包含多个电容器和开关的电容型DAC以及包含多个电阻器和开关的电阻型DAC的、具有各种类型的数字模拟转换的电路形成。

[0028] 如上所述，根据本发明的第一实施例的AD转换装置40通过DAC 43产生比较基准电压以便将输入的模拟信号与第二参照信号进行比较，以由此执行AD转换。

[0029] 在本实施例中，从DAC 43供给与高阶位对应的比较基准电压，并因此不在比较基准电压上叠加由开关导致的噪声。因此，噪声的影响可减小以实现具有高精度的AD转换。

[0030] (第二实施例)

[0031] 图2是用于示出根据本发明的第二实施例的AD转换装置40的配置的示图。在本实施例中，AD转换装置40使用包含多个电容器和开关、更具体地体现第一实施例中的DAC 43的配置的电容型DAC 43。在本实施例的描述中，输入到DAC 43的参照信号被称为“斜坡信号Ramp_A”。并且，AD转换装置40被配置为将输入的模拟信号电压Vin转换成高阶4位和低阶8位的数字数据。然而，位的数量不限于此，并且可适当地改变。注意，在图2中，省略示出参照信号产生电路41和计数器47。

[0032] 比较电路44是具有非反转输入端子、反转输入端子和输出端子的差动输入比较器。非反转输入端子经由电容器Ci2从信号源输入模拟信号电压Vin，并且反转输入端子输入通过在DAC电压Vdac上叠加斜坡信号Ramp_A获得的输入电压Vcom。

[0033] DAC 43是包含电容器C1～C6和开关S1～S6的电容型数字模拟转换器。开关S1～S5中的每一个是一个端子总是与电路上的布线连接并且另一端可选择性地与电路上的两个接点中的任一个连接的单极双投开关。开关S6是可被选择性接通(连接)或关断(断开)的单极单投开关。电容器C1～C6中的每一个的一个端子与共用节点H连接，并且其另一个端子与开关S1～S6中的相应的一个总是连接的一侧连接。开关S1～S5中的每一个的另一个端子被配置为选择性地与端子A和端子B中的任一个连接。斜坡信号Ramp_A被输入到开关S6的另一个端子。端子A被供给来自参照信号产生电路41的基准电压V_H，并且端子B被供给来自参照信号产生电路41的比基准电压V_H低的基准电压V_L。电容器C1～C6的节点H与DAC 43的输出端子对应，并且要从输出端子输出的DAC电压Vdac具有从V_H到V_L的范围中的值。

[0034] AD转换装置40还包含电容器Ci1和单极单投开关S7～S10。开关S7连接在DAC 43的输出端子与比较电路44的反转输入端子之间。开关S9连接在端子B与比较电路44的非反转输入端子之间。开关S10连接在端子B与比较电路44的反转输入端子之间。电容器Ci1的一个端子与比较电路44的反转输入端子连接，并且其另一个端子与开关S8连接。

[0035] 电容器C1～C4的电容值依次为1C、2C、4C、8C，因此电容器C1～C4具有二进制加权电容值。具体而言，在每个开关与端子A连接的情况由“1”代表并且每个开关与端子B连接的情况由“0”代表时，电容器C1～C4的组合电容值可由通过值“0”和“1”组合表达各数字的值的二进制数表达。电容器C4与最高有效位(MSB)对应，并且电容器C1与最低有效位(LSB)对应。例如，当开关S2和S3为“1”并且开关S1和S4为“0”时，代表开关的开/关的二进制数为0110(十进制的6)。这与6C的组合电容值对应。

[0036] 以这种方式，DAC 43可通过选择各开关要与端子A和端子B中的哪个连接来选择4位的电容值，即24＝16种电容值。因此，DAC 43可向比较电路44输入与输入的数字数据对应的16种DAC电压Vdac。

[0037] 为了向DAC电压Vdac添加(add)偏移(offset)电压以便使得能够与模拟信号电压Vin比较，电容器C5被连接。由于需要向比较电路44添加作为子范围的一半的偏移电压，因此电容器C5的电容值被设定为C/2。

[0038] 接着，参照图3的定时图描述根据本实施例的AD转换操作。图3是用于示出用于驱动开关S1～S10的控制信号的操作定时和斜坡信号Ramp_A、输入电压Vcom、输出电压Vcmp和锁存信号Latch的变化的示图。当输出电压Vcmp从高电平变为低电平时，控制电路46产生锁存信号Latch。以这种方式，此时的计数值作为数字数据被取入到连接在控制电路46的下游侧的存储器中。由点划线绘出并且叠加在输入电压Vcom上的基准信号N和有效信号S代表从信号源输出的模拟信号电压Vin的变化。

[0039] 时段T10是供给基准信号N(例如，信号源的偏移电压)的时段，并且时段T20是供给叠加在基准信号N上的有效信号S的时段。

[0040] 时段T10中的时段T1是初始化AD转换装置40的时段，并且时段T2是对于基准信号N的AD转换时段(N-AD转换时段)。时段T20中的时段T3是对有效信号S执行AD转换的第一AD转换时段，时间t6是DAC电压Vdac被输入到比较电路44的反转输入端子的时间，并且时段T4是对DAC电压Vdac与有效信号S之间的电压差执行AD转换的第二AD转换时段。

[0041] 斜坡信号Ramp_A是具有电压的倾斜相对于时间为正的三个倾斜部分(斜坡)的波形。时段T2中的电压变化由“斜坡N”代表，时段T3中的电压变化由“斜坡SH”代表，并且时段T4中的电压变化由“斜坡SL”代表。并且，时段T2、T3和T4中的对于比较电路44的输入电压Vcom的变化分别由“斜坡n”、“斜坡sh”和“斜坡sl”代表。

[0042] 当开关S8被接通并且开关S6和S7被关断时，斜坡SH被输入到与开关S8连接的电容器Ci1。在这种情况下，供给到比较电路44的反转输入端子的电压的变化与斜坡sh对应。斜坡sh被用作用于第一AD转换的参照信号。斜坡SH的电压变化时段中的最大值与最小值之间的宽度(以下，称为“幅度”)被设定为与基准电压V_H和基准电压V_L之间的电压差基本上相同的值，该电压差与对于模拟信号电压Vin的AD转换的动态范围对应。

[0043] 当开关S8被关断并且开关S6和S7被接通时，斜坡N或斜坡SL被输入到电容器C6。在这种情况下，供给到比较电路44的反转输入端子的电压的变化是斜坡n或斜坡sl。斜坡n和斜坡sl是通过将基于电容器C1～C5的组合电容的电容器C6的电容值除以比率(C6/(C1+C2+C3+C4+C5+C6))获得的幅度。当电容器C6的电容值由“1C”代表时，斜坡n和斜坡sl的幅度分别为斜坡N和斜坡SL的幅度的约1/16，并且与子范围的幅度基本上相同。理想地，优选斜坡sl的幅度与子范围宽度匹配。然而，如果幅度和子范围宽度彼此完全匹配，那么可能在DAC电压的设定精度中和子范围的边界区域中出现错误。为了应对这一点，在本实施例中，第二AD转换时段被延长以具有余量，以由此设定幅度，使得可在覆盖子范围的范围中执行AD转换。

[0044] 开关S9和S10是用于初始化比较部分42的开关。当开关S9和S10被接通时，比较电路的各输入端子和DAC 43分别与端子B连接，并且被重置到基准电压V_L。

[0045] 现在，描述对于斜坡信号Ramp_A和AD转换时段的计数频率。在N-AD转换时段T2和第二AD转换时段T4中，斜坡n和斜坡sl具有相同的相对于时间的变化率(倾斜)，并且具有相同频率的计数器时钟CLK。当时钟频率相同时，可利用相同的分辨率处理通过AD转换获得的数据。第一AD转换时段T3中的斜坡sh的倾斜被设定为第二AD转换时段T4中的斜坡sl的倾斜的4倍那么大，并且第一AD转换时段T3中的计数器时钟CLK2的频率被设定为第二AD转换的计数器时钟CLK的频率的1/4。注意，当斜坡sh的倾斜增加并且计数器时钟CLK2的频率以基本上相同的比率增加时，第一AD转换时段T3中的AD转换的速率可增加。

[0046] 接着，描述每个开关在每个操作定时处的操作。在定时图中，开关S1～S5在控制信号电压处于低电平时与端子B连接，并且在控制信号电压处于高电平时与端子A连接。并且，开关S6～S10在控制信号电压处于高电平时被接通，并且开关S6～S10在控制信号电压处于低电平时被关断。

[0047] 在时段T1中的初始化中，开关S6～S10被接通，DAC 43的开关S1～S4与端子B连接，并且开关S5与端子A连接。在这种情况下，基准电压V_L被输入到比较电路44的非反转输入端子。以这种方式，比较电路44的输入端子被箝位到基准电压V_L。并且，电压(V_H-V_L)被施加到电容器C5，并且电荷被蓄积。

[0048] 以下，为了简单描述，基准电压V_L、模拟信号电压Vin的基准信号N和比较器的偏移电压均为0V。并且，斜坡sh的幅度为1V。高阶位的数量为4位，因此子范围为62.5mV，其为1V的1/16。

[0049] 然后，开关S8～S10被关断，并且然后开关S5与端子B而不是端子A连接。由于蓄积在电容器C5中的电荷，与子范围的1/2对应的负偏移电压(-31.25mV)被添加到输入电压Vcom，以由此完成用于N-AD转换的AD转换装置40的初始化。

[0050] 在时段T2中的时间t1处，斜坡n开始改变。在时间t2处，当斜坡n的电压超过基准信号N的电压(0V)以使比较的结果反转时，在从t1到t2的时段中计数的计数值响应于锁存信号Latch的脉冲而存储在连接在控制电路46的下游侧的存储器中。该计数值是用于基准信号N的低阶位的数字数据。

[0051] 在时间t3处，有效信号S被从信号源输入到比较电路44。以下，有效信号S的信号电压为420mV。在时间t4处，开始将有效信号S与斜坡sh进行比较的第一AD转换。在斜坡sh超过420mV的时间t5处，比较电路44的输出电压Vcmp的电平反转，并且比较电路44产生锁存信号Latch的脉冲。

[0052] 如上所述，通过第一AD转换获得的高阶位的数据为4位，并因此模拟信号被转换成二进制数0000～1111。模拟电压值以62.5mV的增量被分配给这些二进制数。例如，二进制数0110(与十进制中的6对应)与62.5mV×6＝375mV对应，并且二进制数0111(与十进制中的7对应)与62.5mV×7＝437.5mV对应。由于有效信号S的信号电压为420mV，因此输出电压Vcmp的电平反转的时间t5处的计数值(第一计数值)为0111(与437.5mV对应)。

[0053] 然后，第一计数值移位(shift)1LSB，并然后作为高阶位数据保持在连接在控制电路46的下游侧的存储器中。具体而言，高阶位数据的值为通过将0111移位1位而获得的0110。在第一AD转换时段T3结束之后，开关S8被关断。随后，开关S7被接通，并此后在时间t6处，开关S6也被接通。以这种方式，DAC电压被输入到比较电路44，并且完成对于第二AD转换的准备。同时，控制电路46控制DAC 43的各开关S4～S1，以便与高阶位数据0110对应。如上所述，各开关S4～S1与高阶位数据的各数字的值对应，因此在本实施例中，开关S1和S4被关断并且开关S2和S3被接通。作为结果，作为DAC 43的输出的DAC电压为375mV。

[0054] 在时间t7处，在DAC电压上叠加斜坡sl，并且以DAC电压用作初始值，开始对于有效信号S的第二AD转换。以这种方式，在与高阶位数据0110对应的375mV和与高阶位数据0111对应的437.5mV之间的一个子范围中执行高度精确的AD转换。然后，在时间t8处，当比较电路44的输出电压Vcmp的电平反转时，时间t8处的计数值(第二计数值)类似地作为8位的低阶位数据被保持。

[0055] 然后，通过第一AD转换获得的高阶位数据0110和通过第二AD转换获得的低阶8位数据被组合，以由此获得12位AD转换数据。通过获得有效信号S的12位数据与基准信号N的低阶位数据之间的差的处理，可获得已去除诸如信号源的噪声和比较电路的偏移电压的基准信号N的影响的数字数据。

[0056] 计数器信号可在移位1个时钟的同时被计数，以便省略对第一计数值移位的处理，并且输出电压Vcmp的电平反转时的计数值可被直接输入到DAC 43。

[0057] 根据本实施例的AD转换装置40适用于对于固态成像装置的像素部分的每个列安装的信号读出电路(列电路)。列电路的列的数量由固态成像装置的像素部分中的水平像素的数量确定，并且例如为数千列。在这种大量的列的情况下，可能出现计数器信号的延迟或比较电路44的反转定时的波动。当可能出现此问题时，输入到DAC 43的数据可移位两个子范围，以进一步延长AD转换时段，以由此以两个子范围宽度执行第二AD转换。可替代地，可向DAC的校准电压添加负偏移电压，以由此使第二AD转换的转换范围移位。

[0058] 在本实施例中，通过使用电容型DAC 43在第二AD转换中叠加通过第一AD转换获得的电压。于是，源自在保持电容器中保持在AD转换的参照信号切换时由开关导致的噪声的机制的精度劣化被减小。因此，根据本实施例中的AD转换装置40，实现高度精确的AD转换。并且，当第二AD转换的范围增加到比一个子范围宽度宽时，可获得减小子范围边界对AD转换的精度的影响的另一效果。

[0059] 在本实施例中，斜坡信号Ramp_A被例示为参照信号，但电压以阶梯方式改变的阶梯波形可被用作参照信号。对于其它的实施例，这同样成立。

[0060] (第三实施例)

[0061] 图4是用于示出根据本发明的第三实施例的AD转换装置40的配置的示图，并且图5是用于示出根据第三实施例的AD转换装置40的操作定时的示图。本实施例与第二实施例的不同在于，用于第一AD转换的开关和电容器的配置及其操作定时被改变以利用不同的产生斜坡信号的方法。更具体而言，在第一AD转换中，在第二实施例中经由电容器Ci1输入斜坡信号，但在本实施例中经由整个DAC 43的组合电容器输入斜坡信号。其它的操作相同，并因此省略重复描述。

[0062] 在根据第三实施例的AD转换装置40中，与第二实施例相比，不包含开关S6、S7和S8以及电容器Ci1，但添加开关S11。开关S11是用于选择DAC 43的输入端子要与用于供给斜坡信号Ramp_A的布线和用于供给基准电压V_L的布线中的哪个连接的单极双投开关。开关S11被用于在第一AD转换时段中通过向DAC 43的端子B输入斜坡sh来向比较电路44供给斜坡sh。注意，用作DAC 43的输入的端子B在开关S11的控制信号处于高电平时与端子C连接，并且在开关S11的控制信号处于低电平时与端子D连接。

[0063] 在时间t31之前的时段中，开关S11与端子C连接，并且基准电压V_L被供给到DAC 43的端子B。这种情况下的电路与第二实施例中相同。于是，时段T2中的N-AD转换与第二实施例类似地执行。

[0064] 在时间t31处，开关S11现在与端子D而不是端子C连接。然后，所有的电容器C1～C5与端子D连接，并且斜坡信号Ramp_A被输入到DAC 43。在时间t4处，当斜坡信号Ramp_A的电压(斜坡SH)开始改变时，斜坡SH经由电容器C1～C5被输入到比较电路44的反转输入端子。以这种方式，执行第一AD转换。在完成第一AD转换之后，开关S11再次与端子C即基准电压V_L连接。此后的操作与第二实施例中相同。

[0065] 在本实施例中，可获得与第二实施例中相同的效果，并且进一步地，可省略第二实施例中的开关S7和S8以及电容器Ci1，并因此可使AD转换装置40小型化。并且，在DAC 43与比较电路44之间的信号路径中不连接开关S7，并因此可抑制由开关的开启/断开导致的切换噪声的影响。

[0066] (第四实施例)

[0067] 图6是用于示出根据本发明的第四实施例的AD转换装置40的配置的示图，并且图7是用于示出根据第四实施例的AD转换装置40的操作定时的示图。在根据本实施例的AD转换装置40中，进一步向第二实施例添加电容器Coff和开关Sop。另一方面，在根据本实施例的AD转换装置40中，不包含第二实施例中的电容器Ci1和开关S7～S10。

[0068] 斜坡信号Ramp_A经由电容器Coff被输入到比较电路44的反转输入端子。开关Sop是单极单投开关，并且连接在比较电路44的反转输入端子与输出端子之间。斜坡信号Ramp_B经由电容器C6被输入到比较电路44的非反转输入端子。模拟信号电压Vin经由电容器Ci2被输入到DAC 43的节点H，并且从DAC 43的输出端子被输入到比较电路44的非反转输入端子。注意，斜坡信号Ramp_A和斜坡信号Ramp_B的电压倾斜部分的倾斜符号不同。在本实施例中，斜坡信号Ramp_A具有随时间单调增加的斜坡SH，并且斜坡信号Ramp_B具有随时间单调减小的斜坡N和SL。

[0069] 在上述第二和第三实施例中，模拟信号电压Vin经由电容器Ci2被输入到比较电路44的非反转输入端子，并且DAC电压被输入到比较电路44的反转输入端子。另一方面，本实施例与第二和第三实施例的不同在于，模拟信号电压Vin和DAC电压二者均被输入到比较电路44的非反转输入端子。并且，从模拟信号源输出的基准信号N(该电压在以下被称为“Vn”)和比较电路44的偏移电压可保持在与比较电路44的反转输入端子连接的电容器Coff中。在本实施例的描述中，从与反转输入端子连接的电容器Coff的一个端子输入用于第一AD转换的斜坡SH，但本实施例可被修改，使得与第二和第三实施例类似地从比较电路44的输入端子输入斜坡SH。

[0070] 参照图7，描述根据本实施例的操作定时。在AD转换装置40的初始化时段T1中的初始化中，用于比较电路44的开关Sop被接通。此时，比较电路44的反转输入端子和输出端子被短路，并且比较电路44形成电压跟随器电路。此时，模拟信号源的基准信号N被输入到比较电路44的非反转输入端子，并因此通过在比较电路44的偏移电压上叠加基准信号N的电压而获得的电压Vdark被输入到电容器Coff。然后，开关Sop被关断，并且电压Vdark被保持在电容器Coff中。并且，此时DAC 43的端子A与比基准电压V_L高的基准电压V_H连接，并且比较电路的输入电压Vcom为模拟信号的基准信号电压Vn。在时段T1结束处，开关S5现在与端子A而不是端子B连接。以这种方式，由于经由电容器C5(电容值C/2)输入的基准电压V_H，输入电压Vcom的电压增加。

[0071] 在时间t2处，在输入电压Vcom上叠加斜坡n，并且开始N-AD转换。由于比较电路的反转输入端子因电容器Coff而保持电压Vdark，因此N-AD转换不是必须需要而是可省略。然而，由于可能因比较电路44的延迟及其特性波动而出现误差，因此优选如本实施例中那样执行N-AD转换。

[0072] 在时间t3处，模拟信号的有效信号S被输入到比较电路44。此时的输入电压Vcom为420mV。在时间t4处，作为用于第一AD转换的比较信号的斜坡SH开始改变。在时间t5处，比较电路44的输出电压Vcmp的电平反转。此时作为计数值的二进制数据为0111(十进制中的7)，并且与二进制数对应的电压值为62.5mV×7＝437.5mV。在时间t6处，通过将二进制数0111移位1LSB获得的二进制数0110被输入到DAC 43。

[0073] 在本实施例中，组合电容值由二进制数表达，其中，以与第一实施例相反的方式，“0”意味着每个开关与端子A连接的情况，并且“1”意味着每个开关与端子B连接的情况。当高阶位数据0110被输入到DAC 43时，开关S2和S3的连接目的地从端子A切换到端子B。这样，输入到电容器C2和C3的电压从V_H变为V_L。与二进制数0110(十进制中的6)对应的DAC 43的输出电压的电压值为62.5mV×6＝375mV，并因此电势从420mV减小375mV。于是，比较电路44的输入电压Vcom变为Vn+45mV。

[0074] 在时间t7处，斜坡sl的电压开始波动，并且在时段T4中执行第二AD转换。在时间t8处，比较电路44的输出电压Vcmp的电平反转，并且此时的计数值作为低阶8位保持在连接在比较电路44的下游侧的存储器中。

[0075] 当通过第一AD转换获得的高阶位数据0110和通过第二AD转换获得的低阶8位数据被组合时，获得12位AD转换数据。通过获得有效信号S的12位数据与基准信号N的低阶位数据之间的差的处理，可获得已去除偏移电压的数字数据。

[0076] 在本实施例中，模拟信号的基准信号电压Vn和比较电路44的偏移电压保持在电容器Coff中，并且通过使用得到的电压作为基准执行AD转换。因此，在时段T1之后在比较电路的输入电压Vcom上叠加的偏移电压变得更小。因此，与第二实施例和第三实施例相比，斜坡n的时段缩短。

[0077] (第五实施例)

[0078] 图8是示出根据本发明的第五实施例的操作定时的示图。本实施例具有与第三实施例中相同的电路配置，但在开关S4的操作上不同。在第三实施例中，当开关S4被切换到端子A或端子B时，基准电压V_H和基准电压V_L中的任一个被输入到电容器C4。另一方面，在本实施例中，开关S4与端子A或端子B连接，并且可进一步被选择为关断。

[0079] 在时间ta之前的时段中，与第三实施例的情况类似，开关S4与端子B连接。在时间ta处，开关S4与端子A连接。与该操作对应的二进制数为1000(十进制中的8)，并因此输出电压为62.5mV×8＝500mV。于是，DAC电压Vdac即输入到比较电路44的反转输入端子的输入电压Vcom增加到500mV。输入电压Vcom与有效信号S之间的比较处理被执行。

[0080] 当基于输入电压Vcom与有效信号S的电压之间的比较有效信号S的电压等于或高于500mV时，作为有效信号S的MSB，获得数据值“1”，并且开关S4在时间tb处被切换为关(OFF)。在从时间tb到时间te的时段中，输入电压Vcom通过电容器C1～C3、C5和C6被保持在500mV。在第一AD转换时段T3中，执行通过在500mV的电压上叠加斜坡sh获得的信号与有效信号S之间的比较处理。时间t6之后的操作与根据第三实施例的图5所示的操作定时处的操作相同，并因此省略其描述。注意，在图8中，这种情况下的时间tb之后的开关S4的操作定时和输入电压Vcom的变化由虚线示出。

[0081] 当基于输入电压Vcom与有效信号S的电压之间的比较有效信号S的电压低于500mV时，作为有效信号S的MSB，获得数据值“0”，并且开关S4在时间tb处再次与端子B连接。作为结果，输入电压Vcom下降到基准电压V_L。在第一AD转换时段T3中，执行斜坡sh与有效信号S之间的比较处理。时间t6之后的操作与根据第三实施例的图5的操作定时相同，并因此省略其描述。注意，在图8中，这种情况下的时间tb之后的开关S4的操作定时和输入电压Vcom的变化由实线示出。

[0082] 如上所述，在本实施例中，作为第一阶段，确定有效信号S的电压在从时间ta到时间tb的时段中是否等于或高于500mV，并且基于结果，确定MSB的数据值。然后，在第一AD转换时段T3中获得MSB以外的3位数据，并且组合所获得的3位数据和MSB的数据值。然后，可获得作为高阶位的4位数字数据。

[0083] 在本实施例中，通过开关S4的切换获得MSB的数据。因此，在第一AD转换时段T3中要被转换的位的数量比第三实施例中少1位，并因此斜坡sh的幅度减小为1/2，并且第一AD转换时段T3缩短为1/2。因此，对于AD转换所需要的时间可缩短。

[0084] 并且，斜坡sh的幅度小，并因此参照信号产生电路的电力消耗减小。

[0085] (第六实施例)

[0086] 图9是用于示出根据本发明的第六实施例的AD转换装置40的配置的示图。在本实施例中，电阻型DAC被用作DAC 43的电路。DAC 43是R-2R梯形数字模拟转换电路，在该电路中，分别具有电阻值R的电阻器和分别具有作为电阻值R的两倍那么高的电阻值2R的电阻器被以梯形配置布置。在本实施例中，DAC 43包含分别具有电阻值2R的四个电阻器和分别具有电阻值R的两个电阻器。这些电阻器被以梯形配置布置，使得与基准电压V_H或基准电压V_L连接的电阻器具有电阻值2R并且其它电阻器具有电阻值R。

[0087] DAC 43具有3位输入，并且三个电阻器2R的一个端子经由三个开关与基准电压V_H或基准电压V_L连接。与上述第二到第五实施例类似，与输入的二进制数字数据的各数字的位值对应地切换各开关。当开关被切换时，通过以阶梯配置布置的电阻器将输入电压分压的方法改变，并因此DAC 43的输入电压Vcom改变。由于本实施例中的DAC 43的输入为3位，3
因此可产生2＝8种DAC电压Vdac。DAC电压Vdac经由电容器Ci3被输入到比较电路44的反转输入端子。并且，斜坡信号Ramp_A经由电容器Ci1被输入到比较电路44的非反转输入端子，并且模拟信号电压Vin类似地经由电容器Ci2被输入到比较电路44的非反转输入端子。操作定时以及输入和输出信号的电压变化与上述实施例中的操作定时以及电压变化相同，并因此省略其描述。

[0088] 并且，在本实施例中，在第一AD转换之后DAC电压Vdac被保持之前，在DAC 43与比较电路44之间的信号路径中不连接开关S7。因此，与第三实施例类似，可抑制由开关的开启/断开导致的切换噪声的影响。

[0089] 注意，当DAC 43的梯形电路的级的数量改变时，要输入的位的数量可适当地改变。例如，与第二到第五实施例类似，位的数量可被设定为4。

[0090] 在上述第二到第六实施例中，斜坡信号Ramp_A被例示为参照信号，但代替斜坡信号Ramp_A，电压以阶梯方式改变的阶梯波形可被用作参照信号。

[0091] (第七实施例)

[0092] 图10是用于示出具有安装在其上的根据第一到第六实施例的AD转换装置40的固态成像装置的配置的示图。固态成像装置100包含像素部分10、垂直扫描电路20、放大部分30、AD转换部分40、存储器部分50、水平扫描电路60、定时产生电路(TG)70、数字信号处理器(DSP)80以及输出电路90。作为根据本实施例的AD转换部分40，可以使用上述根据第一到第六实施例的AD转换装置40。

[0093] 像素部分10包含以矩阵布置的多个像素11。像素11是被配置为将根据入射光量产生的电荷转换成电压信号并且输出该转换的电压信号的电路。像素11输出像素电路重置时的基准信号N(即，不包含源自入射光的信号的噪声成分)和与产生的电荷对应的有效信号S。从垂直扫描电路20基于驱动信号(X-1、X-2、...)依次选择从中读取像素信号的像素行。从像素11输出的像素信号经由每个列的垂直信号线(V-1、...、V-n)被传送到放大部分30中的放大器电路31。

[0094] 输入到放大部分30的像素信号依赖于拍摄感度而被放大，并且被输入到AD转换部分40。AD转换部分40包含参照信号产生电路41、比较部分42、控制部分45和计数器47。比较部分42包含对于每个像素列而连接的DAC 43和比较电路44，并且控制部分45包含对于每个像素列而连接的控制电路46。以这种方式，AD转换部分40并行地对从放大部分30输入的信号执行AD转换。

[0095] 从参照信号产生电路41输出的斜坡信号Ramp_A和从计数器47输出的计数器信号被共同地供给到各列。从控制电路46输出的数据(例如，12位的二进制数字数据)被暂时存储在存储器部分50中的对于每个列而连接的存储器电路51中，并且基于来自水平扫描电路60的控制信号被传送到DSP 80。

[0096] DSP 80执行获得有效信号S的数据与N-AD数据之间的差的处理、基于AD转换部分40的校准数据对数据进行校正的处理以及其它处理。从DSP 80输出的数据被从输出电路90输出到安装固态成像装置100的成像系统的图像信号处理单元。TG 70基于来自系统控制单元的控制信号控制固态成像装置100。

[0097] 在上述实施例中，放大部分30连接在AD转换部分40的上游侧。然而，在不必对于每个列放大像素信号的情况下，放大部分30可被省略。并且，可在像素部分10与放大部分30之间或者在放大部分30与AD转换部分40之间添加采样电路。

[0098] (第八实施例)

[0099] 图11是用于示出根据本发明的第八实施例的成像系统的配置的示图。成像系统800包含例如光学单元810、固态成像装置100、图像信号处理单元830、记录/通信单元840、系统控制单元860和再现/显示单元870。固态成像装置100包含像素部分10、AD转换部分40和TG 70。作为根据本实施例的AD转换部分40，可以使用根据第一到第六实施例的AD转换装置40。并且，作为固态成像装置100，可以使用根据第七实施例的固态成像装置100。

[0100] 作为诸如透镜的光学系统的光学单元810在以二维方式布置多个像素11的固态成像装置100的像素部分10上形成来自被照体的光的图像，以由此形成被照体的图像。TG 70控制诸如像素部分10和AD转换部分40的固态成像装置100中的电路的操作定时。固态成像装置100通过AD转换部分40将与在像素部分10上形成其图像的光对应的模拟信号转换成数字信号，并且输出经转换的数字信号。从固态成像装置100输出的信号被输入到图像信号处理单元830。图像信号处理单元830根据由程序等确定的方法执行信号处理。通过图像信号处理单元830中的处理获得的信号作为图像数据被传送到记录/通信单元840。记录/通信单元840向再现/显示单元870传送用于形成图像的信号，以由此使再现/显示单元870再现或显示运动图像或静止图像。并且，响应于来自图像信号处理单元830的信号，记录/通信单元840与系统控制单元860通信，并且在记录介质(未示出)中记录用于形成图像的信号。

[0101] 系统控制单元860以综合的方式控制成像系统的操作，并且控制光学单元810、TG 70、记录/通信单元840和再现/显示单元870的驱动。并且，系统控制单元860包含诸如记录介质的存储器设备(未示出)。控制成像系统的操作所需要的程序等被记录在存储器设备中。并且，系统控制单元860对成像系统800供给例如用于根据用户的操作切换驱动模式的信号。作为具体的例子，系统控制单元860对成像系统800供给用于改变要被读取的行或要被重置的行、伴随电子变焦而改变视角以及伴随电子图像稳定化而使视角移位的信号。

[0102] 根据本实施例的成像系统800包含根据本发明的第一到第六实施例的AD转换装置40或根据本发明的第七实施例的固态成像装置100，并因此提高AD转换的精度。因此，根据依据本实施例的成像系统800，可以执行高质量的成像。

[0103] 尽管已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于所公开的示例性实施例。随附权利要求的范围应被赋予最宽的解释以包含所有这样的修改以及等同的结构和功能。