一种基于混合载波的多电平PWM调制方法

摘要

本发明公开了一种基于混合载波的多电平PWM调制方法。该方法首先将基准正弦信号vref取绝对值得高压单元的调制信号vm(abs)，进而通过比较和运算得低压单元的调制信号vm(LVC)。高压单元的调制信号与频率为f2的三角载波信号vtrb比较得逻辑脉冲信号B，同时与电压参考信号vrh比较得逻辑脉冲信号P。低压单元的调制信号分别与频率为f1的三角载波信号vtra和vtrc比较得逻辑脉冲信号A和C。基准正弦信号与零电压比较得极性脉冲信号D。然后将这四个逻辑脉冲信号和极性脉冲信号经过驱动逻辑分配单元来产生一种优化的PWM驱动信号。本发明方法不存在功率倒灌问题，并且优化了逆变器高低压单元的等效开关频率。

权利要求

1.一种基于混合载波的多电平PWM调制方法，其特征在于：

该方法的实现电路包括调制波发生单元U1、逻辑脉冲发生单元U2和驱动逻辑分配单元U3三部分，其中调制波发生单元U1由基准正弦信号vref、电压参考信号vrh、全波整流电路Abs、一个比较器T1、比例运算电路K和求和电路J组成；逻辑脉冲发生单元U2由四个比较器T2～T5和三角载波信号vtra，三角载波信号vtrb，三角载波信号vtrc组成；驱动逻辑分配单元U3由七个双输入与门Y1～Y7、四个双输入或门Z1～Z4和七个非门X1～X7组成，三角载波信号vtrb峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于E和2E之间，频率为f2；三角载波信号vtra和三角载波信号vtrc峰峰值为2E，介于-E和E之间，相位相差180°，频率均为f1，其中，频率f2小于等于频率f1，基准正弦信号vref接全波整流电路Abs的输入端，全波整流电路Abs的输出端为高压单元的调制信号vm(abs)，高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T1的正相输入端，电压参考信号vrh接入比较器T1的反相输入端，比较器T1的输出端为逻辑脉冲信号P，逻辑脉冲信号P接入比例运算电路K的输入端，比例运算电路K的输出信号与高压单元的调制信号vm(abs)同时接入求和电路J，经过差运算得到低压单元的调制信号vm(LVC)，高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T2的正相输入端，三角载波信号vtrb接入比较器T2的反相输入端；低压单元的调制信号vm(LVC)分别接入比较器T3和T4的正相输入端，三角载波信号vtrc接入比较器T3的反相输入端，三角载波信号vtra接入比较器T4的反相输入端；基准正弦信号vref接入比较器T5的正相输入端，比较器T5的反相输入端接零参考电位，比较器T5输出的极性脉冲信号D作为开关管Q21的驱动信号，比较器T5输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T2输出的逻辑脉冲信号B和极性脉冲信号D接与门Y3的两个输入端，比较器T2的输出端经非门X1后和开关管Q22的驱动信号接与门Y5的两个输入端，与门Y3的输出端和与门Y5的输出端接或门Z3的两个输入端，或门Z3的输出信号作为开关管Q24的驱动信号，或门Z3的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q23的驱动信号；比较器T4输出的逻辑脉冲信号A和极性脉冲信号D接与门Y1的两个输入端，比较器T4的输出端经非门X2后和开关管Q22的驱动信号接与门Y2的两个输入端，与门Y1的输出端和与门Y2的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T2的输出端经非门X1后和比较器T1输出的逻辑脉冲信号P接或门Z1的两个输入端，比较器T3输出的逻辑脉冲信号C和或门Z1的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T5的输出端接与门Y7的两个输入端，与门Y4的输出端经非门X4后和开关管Q22的驱动信号接与门Y6的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出信号作为开关管Q14的驱动信号，或门Z4的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q13的驱动信号。

说明书

一种基于混合载波的多电平PWM调制方法

技术领域

[0001] 本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶2的混合级联H桥七电平逆变器的基于混合载波的多电平PWM调制方法。

背景技术

[0002] 在电力电子领域，尤其是中高压、大功率应用场合，多电平变换器得到越来越多的关注和应用。与传统的两电平变换器相比，多电平变换器在改善输出电压波形质量，降低开关管的电压应力等方面具有明显的优势。上世纪90年代末，印度学者M.D.Manjrekar提出了直流侧电压比为1∶2的混合级联H桥七电平逆变器拓扑，其结构如图1所示。该拓扑由传统的等压级联H桥逆变器发展而来，在相等的级联单元个数下可以输出更多的电平，减少了开关器件和隔离电源的数目，因而备受关注，成为中高压、大功率应用领域的研究热点。

[0003] 混合级联多电平变换器的发展，对其调制策略的研究和改善提出了新的要求。图1所示拓扑的混合调制原理如图2所示，高压单元低频工作，低压单元高频工作。这种方法合理地利用了不同电压等级开关器件的工作特点，同时输出为连续变化的七电平PWM波形，谐波特性好。然而，在一定的调制比范围内，低压单元存在功率倒灌问题。为了解决这个问题，低压单元直流侧可以采用可控整流桥来代替二极管不控整流桥，此时能量可以双向流动，从而保持其直流侧电压的稳定。但是这种方法结构和控制比较复杂，大大增加了逆变装置的体积和成本，制约了该拓扑的实用性。

[0004] 因此，有必要对传统的调制方法进行改进，从而促进混合多电平拓扑的发展和实用化。如何在不增加系统成本的情况下，既能保证系统良好的输出特性，又能解决混合调制方法固有的功率倒灌问题，同时尽可能降低高压单元的开关频率具有重要的现实意义。

发明内容

[0005] 发明目的

[0006] 本发明的目的是提出一种适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于混合载波的多电平PWM调制方法，一方面解决传统混合调制策略固有的功率倒灌问题，另一方面降低高压单元的开关频率，同时提高低压单元的等效输出频率，能够在不增加系统成本的情况下，保证系统良好的输出特性，提高该多电平逆变器的效率和实用性。

[0007] 技术方案

[0008] 本发明的技术方案如下：

[0009] (1)该方法的实现电路包括调制波发生单元U1、逻辑脉冲发生单元U2和驱动逻辑分配单元U3三部分。调制波发生单元U1由基准正弦信号(vref)、电压参考信号(vrh)、全波整流电路(Abs)、一个比较器(T1)、比例运算电路(K)和求和电路(J)组成；逻辑脉冲发生单元U2由四个比较器(T2～T5)和三角载波信号(vtra，vtrb，vtrc)组成；驱动逻辑分配单元U3由七个双输入与门(Y1～Y7)、四个双输入或门(Z1～Z4)和七个非门(X1～X7)组成。其中，三角载波信号vtrb峰峰值为E，位于零参考线上方，并且介于E和2E之间，频率为f2，三角载波信号vtra和三角载波信号vtrc峰峰值为2E，介于-E和E之间，相位相差180°，频率均为f1(f2≤f1)。

[0010] (2)在调制波发生单元U1中：基准正弦信号vref接全波整流电路Abs的输入端，其输出端为高压单元的调制信号vm(abs)；高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T1的正相输入端，电压参考信号vrh接入比较器T1的反相输入端，比较器T1的输出端为逻辑脉冲信号P；逻辑脉冲信号P接入比例运算电路K的输入端，比例运算电路K的输出信号与高压单元的调制信号vm(abs)同时接入求和电路J，经过差运算得到低压单元的调制信号vm(LVC)。

[0011] (3)在逻辑脉冲发生单元U2中：高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T2的正相输入端，三角载波信号vtrb接入比较器T2的反相输入端；低压单元的调制信号vm(LVC)分别接入比较器T3和T4的正相输入端，三角载波信号vtrc接入比较器T3的反相输入端，三角载波信号vtra接入比较器T4的反相输入端；基准正弦信号vref接入比较器T5的正相输入端，比较器T5的反相输入端接零参考电位。

[0012] (4)在驱动逻辑分配单元U3中：比较器T5输出的极性脉冲信号D作为开关管Q21的驱动信号，比较器T5输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T2的输出信号B和极性脉冲信号D接与门Y3的两个输入端，比较器T2的输出端经非门X1后和开关管Q22的驱动信号接与门Y5的两个输入端，与门Y3的输出端和与门Y5的输出端接或门Z3的两个输入端，或门Z3的输出信号作为开关管Q24的驱动信号，或门Z3的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q23的驱动信号；比较器T4的输出信号A和比较器T5的输出信号D接与门Y1的两个输入端，比较器T4的输出端经非门X2后和开关管Q22的驱动信号接与门Y2的两个输入端，与门Y1的输出端和与门Y2的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T2的输出端经非门X1后和比较器T1的输出信号P接或门Z1的两个输入端，比较器T3的输出信号C和或门Z1的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T5的输出端接与门Y7的两个输入端，与门Y4的输出端经非门X4后和开关管Q22的驱动信号接与门Y6的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出信号作为开关管Q14的驱动信号，或门Z4的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q13的驱动信号。

[0013] 有益效果

[0014] 本发明的方法可以保证混合级联H桥七电平逆变器高、低压单元协同工作，合成高频调制的七电平输出电压波形。同时，两级联单元输出电压极性始终相同，在全调制比范围内不存在功率倒灌问题。此外，高压单元在区间[E，2E]和[-E，-2E]内采用频率较低的载波进行PWM调制，降低了开关频率；低压单元在该区间内与高压单元互补工作，在其余区间内采用频率较高的载波进行倍频调制，改善了输出电压的谐波特性。

附图说明

[0015] 下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。

[0016] 图1是混合级联H桥七电平逆变器主电路。

[0017] 图2是已提出的混合调制策略原理图。

[0018] 图3是本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法高压单元的调制原理。

[0019] 图4是本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法低压单元的调制原理。

[0020] 图5是本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法电路实现示意图。

[0021] 图6是应用本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法后，在不同调制比M下的输出情况，图中从上到下分别是混合级联H桥七电平逆变器低、高压单元输出电压波形以及合成后的逆变器总输出电压波形。，

[0022] 图7是调制比为0.9时，在输出电压区间[+2E，+3E]内，低压单元开关管的驱动信号以及低压单元输出电压波形。

具体实施方式

[0023] 本发明提出的适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于混合载波的多电平PWM调制方法，其在各电压区间内的PWM波形合成方式如表1所示：

[0024] 区间[+2E，+3E]：高压单元恒输出电平+2E，低压单元采用频率为f1的载波进行倍频调制，输出 的PWM波形，其等效输出频率为2f1。最终合成的逆变器输出为的PWM波形，等效输出频率为2f1。

[0025] 区间[+E，+2E]：此区间采用频率为f2(f2≤f1)的载波进行调制。高压单元和低压单元输出电压极性相同，且输出电压互补，即高压单元输出电平0时，低压单元输出电平+E，而高压单元输出电平+2E时，低压单元输出电平0。此区间内，高、低压单元均输出频率为f2的PWM波形，最终合成的逆变器输出为 的PWM波形，输出频率为f2。

[0026] 区间[0，+E]：高压单元恒输出电平0，低压单元采用频率为f1的载波进行倍频调制，输出 的PWM波形，其等效输出频率为2f1。最终合成的逆变器输出为 的PWM波形，等效输出频率为2f1。

[0027] 区间[0，-E]：高压单元恒输出电平0，低压单元采用频率为f1的载波进行倍频调制，输出 的PWM波形，其等效输出频率为2f1。最终合成的逆变器输出为 的PWM波形，等效输出频率为2f1。

[0028] 区间[-E，-2E]：此区间采用频率为f2(f2≤f1)的载波进行调制。高压单元和低压单元输出电压极性相同，且输出电压互补，即高压单元输出电平0时，低压单元输出电平-E，而高压单元输出电平-2E时，低压单元输出电平0。此区间内，高、低压单元均输出频率为f2的PWM波形，最终合成的逆变器输出为 的PWM波形，输出频率为f2。

[0029] 区间[-2E，-3E]：高压单元恒输出电平-2E，低压单元采用频率为f1的载波进行倍频调制，输出 的PWM波形，其等效输出频率为2f1。最终合成的逆变器输出为 的PWM波形，等效输出频率为2f1。

[0030] 表1混合级联七电平逆变器输出电平合成方法

[0031]

[0032] 图3给出了本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法高压单元的调制原理。高压单元的调制信号vm(abs)是由基准正弦信号vref取绝对值所得。三角载波信号vtrb峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于+E和+2E之间，其频率为f2。将高压单元的调制信号vm(abs)与三角载波信号vtrb进行比较，当调制信号大于载波信号时，输出高电平，反之输出零电平，这样得到高压单元的逻辑脉冲信号B。用基准正弦信号vref直接与零电压比较得到极性脉冲信号D。高压单元的调制信号vm(abs)与电压参考信号vrh相比较，可以得到逻辑脉冲信号P，其在区间[θ1，π-θ1]和[π+θ1，2π-θ1]内恒为高电平，其余区间内恒为零电平。其中，θ1、π-θ1、π+θ1和2π-θ1是由高压单元的调制信号vm(abs)与电压参考信号vrh的交点确定的，电压参考信号vrh则为一恒值电压2E。

[0033] 在调制信号正半周期内，极性脉冲信号D恒为高电平，开关管Q21保持恒开通状态(Q22恒关断)。此时，三角载波信号vtrb对开关管Q23、Q24所在桥臂的输出电压进行调制。当信号vm(abs)＞vtrb时开通开关管Q24，反之开通开关管Q23。这样，正半周期内高压单元各开关管的驱动信号可用数学逻辑式表示为：

[0034] Q21＝D， Q24＝B，

[0035] 在调制信号负半周期内，极性脉冲信号D恒为零电平，开关管Q22保持恒开通状态(Q21恒关断)。当信号vm(abs)＞vtrb时开通开关管Q23，反之开通开关管Q24。这样，负半周期内高压单元各开关管的驱动信号可用数学逻辑式表示为：

[0036] Q21＝D， Q23＝B，

[0037] 结合调制信号正、负半周期内开关管的驱动规律，很容易得到高压单元各开关管驱动信号在一个调制周期内统一的数学逻辑表达式，即：

[0038] Q21＝D，

[0039] 图4给出了本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法低压单元的调制原理。逻辑脉冲信号P经过比例运算电路K后，其幅值发生了变化，在区间[θ1，π-θ1]和[π+θ1，2π-θ1]内恒为电平2E，在其余区间内恒为零电平。该信号进而与高压单元的调制信号vm(abs)做差得到低压单元的调制信号vm(LVC)。三角载波信号vtra和三角载波信号vtrc峰峰值为2E，介于-E和E之间，相位相差180°，频率均为f1(f2≤f1)。低压单元的调制信号vm(LVC)与三角载波信号vtrb比较得逻辑脉冲信号BL，低压单元的调制信号vm(LVC)与三角载波信号vtra和vtrc分别比较得逻辑脉冲信号A和C。

[0040] 在调制信号正半周期内：

[0041] 区间[+E，+2E]：此时开关管Q11恒导通(Q12恒关断)，通过控制开关管Q14来产生与高压单元互补的PWM波形。当信号vm(LVC)＜vtrb时，低压单元输出电平+E，开关管Q14导通，反之开关管Q13导通。因此，低压单元各开关管的逻辑驱动信号可以表示为：

[0042] Q11＝A，

[0043] 区间[0，+E]∪[+2E，+3E]：该区间内低压单元为倍频调制，根据此调制方法的特点，各开关管的驱动信号可以表示为：

[0044] Q11＝A， Q14＝C，

[0045] 由以上两式很容易得到低压单元左桥臂开关管Q11和Q12在正半周期的驱动信号：

[0046] Q11＝A，

[0047] 而低压单元右桥臂开关管Q13和Q14的驱动信号需要将两部分信号组合起来，即位于区间[+E，+2E]的信号 和位于区间[0，+E]∪[+2E，+3E]的信号C。而在该方法中，由图4可以看出，信号 在区间[0，+E]∪[+2E，+3E]内恒为高电平，信号C在区间[+E，+2E]内恒为高电平，因此开关管Q14的逻辑驱动信号可以由信号 和信号C通过逻辑“与”运算组合起来：

[0048]

[0049] 同理，在调制信号负半周期内，低压单元各开关管的逻辑驱动信号表达式为：

[0050] Q12＝A，

[0051] 由图3和图4可以看出，信号 可以由信号 和信号P求和得到：

[0052]

[0053] 结合此式，将调制信号正、负半周期内低压单元开关管的驱动规律进行统一组合，得低压单元各开关管驱动信号在一个调制周期内统一的数学逻辑表达式，即：

[0054]

[0055] 图5为上述基于混合载波的多电平PWM调制原理的电路实现示意图，它由调制波发生单元U1，逻辑脉冲发生单元U2和驱动逻辑分配单元U3三部分组成。其中，调制波发生单元U1由基准正弦信号(vref)、电压参考信号(vrh)、全波整流电路(Abs)、一个比较器(T1)、比例运算电路(K)和求和电路(J)组成，其功能是产生高压单元的调制信号vm(abs)、低压单元的调制信号vm(LVC)和逻辑脉冲信号P。逻辑脉冲发生单元U2由四个比较器(T2～T5)和三角载波信号(vtra，vtrb，vtrc)组成。其功能是通过调制信号和载波信号以及零电压的比较产生三个逻辑脉冲信号A、B、C和一个极性脉冲信号D。驱动逻辑分配单元U3由七个双输入与门(Y1～Y7)、四个双输入或门(Z1～Z4)和七个非门(X1～X7)组成，其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：

[0056] 在调制波发生单元U1中：基准正弦信号vref接全波整流电路Abs的输入端，其输出端为高压单元的调制信号vm(abs)；高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T1的正相输入端，电压参考信号vrh接入比较器T1的反相输入端，比较器T1的输出为逻辑脉冲信号P；逻辑脉冲信号P接入比例运算电路K的输入端，比例运算电路K的输出信号与高压单元的调制信号vm(abs)同时接入求和电路J，经过差运算得到低压单元的调制信号vm(LVC)。

[0057] 在逻辑脉冲发生单元U2中：高压单元的调制信号vm(abs)接入比较器T2的正相输入端，三角载波信号vtrb接入比较器T2的反相输入端；低压单元的调制信号vm(LVC)分别接入比较器T3和T4的正相输入端，三角载波信号vtrc接入比较器T3的反相输入端，三角载波信号vtra接入比较器T4的反相输入端；基准正弦信号vref接入比较器T5的正相输入端，比较器T5的反相输入端接零参考电位。

[0058] 在驱动逻辑分配单元U3中：比较器T5输出的极性脉冲信号D作为开关管Q21的驱动信号，比较器T5输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号；比较器T2输出的逻辑脉冲信号B和极性脉冲信号D接与门Y3的两个输入端，比较器T2的输出端经非门X1后和开关管Q22的驱动信号接与门Y5的两个输入端，与门Y3的输出端和与门Y5的输出端接或门Z3的两个输入端，或门Z3的输出信号作为开关管Q24的驱动信号，或门Z3的输出端接非门X5后的输出信号作为开关管Q23的驱动信号；比较器T4输出的逻辑脉冲信号A和极性脉冲信号D接与门Y1的两个输入端，比较器T4的输出端经非门X2后和开关管Q22的驱动信号接与门Y2的两个输入端，与门Y1的输出端和与门Y2的输出端接或门Z2的两个输入端，或门Z2的输出信号作为开关管Q11的驱动信号，或门Z2的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号；比较器T2的输出端经非门X1后和比较器T1输出的逻辑脉冲信号P接或门Z1的两个输入端，比较器T3输出的逻辑脉冲信号C和或门Z1的输出端接与门Y4的两个输入端，与门Y4的输出端和比较器T5的输出端接与门Y7的两个输入端，与门Y4的输出端经非门X4后和开关管Q22的驱动信号接与门Y6的两个输入端，与门Y7的输出端和与门Y6的输出端接或门Z4的两个输入端，或门Z4的输出信号作为开关管Q14的驱动信号，或门Z4的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q13的驱动信号。

[0059] 图6是应用本发明所提的基于混合载波的多电平PWM调制方法后，在不同调制比M下的输出情况，图中从上到下分别是混合级联H桥七电平逆变器低、高压单元输出电压波形以及合成后的逆变器总输出电压波形。可以看出，两个单元协同工作，分别合成高频调制的三电平(M＝0.3)、五电平(M＝0.6)和七电平(M＝0.9)输出电压波形，且两个单元输出电压极性始终相同，因而在全调制比范围内不存在功率倒灌问题。

[0060] 图7是调制比M＝0.9时，在输出电压区间[+2E，+3E]内，低压单元开关管的驱动信号以及低压单元输出电压波形。从图中可以看出，低压单元输出电压等效频率为开关管实际开关频率的两倍，即低压单元实现了倍频调制。