一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用

摘要

本发明公开了一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用，其特征是：在Bouc‑Wen模型的变换模型基础上推导出磁流变阻尼器逆模型的数学表达式，建立磁流变阻尼器励磁电流与可控阻尼力、阻尼器相对位移和相对速度之间的对应关系。一种磁流变阻尼器逆模型的控制电路，包括磁流变阻尼器逆模型的实现电路、磁流变阻尼器驱动电路和磁流变阻尼器，共同构成磁流变阻尼器的闭环控制系统。本发明能简化磁流变阻尼器逆模型的建模过程，减小磁流变阻尼器的阻尼力由于固有的强非线性磁滞特性引起的误差，从而提高阻尼力的控制精度。

权利要求

1.一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法，是应用于基于Bouc-Wen模型的变换模型中，所述基于Bouc-Wen模型的变换模型的力学结构是由磁滞元件与第一阻尼元件串联后，分别与弹性元件和第二阻尼元件并联而成；所述基于Bouc-Wen模型的变换模型由式(1)、式(2)和式(3)来描述：式(1)中，和z分别表示虚拟状态变量；α表示所述磁流变阻尼器的磁滞系数；c1表示所述第一阻尼系数；

式(2)中，表示虚拟状态变量z的微分；ρ、σ和n分别为所述基于Bouc-Wen模型的变换模型的磁滞因子；表示所述磁流变阻尼器的相对速度；

式(3)中，F表示所述磁流变阻尼器的可控阻尼力；c0表示所述第二阻尼系数；k0表示所述磁流变阻尼器的刚度系数；x表示所述磁流变阻尼器的相对位移；f0表示所述磁流变阻尼器的初始位移弹性力；其特征所述磁流变阻尼器逆模型的建模方法按如下步骤进行：步骤1、利用式(4)、式(5)和式(6)分别获得k时刻，所述磁流变阻尼器的第一阻尼系数c1(k)、第二阻尼系数c0(k)和磁滞系数α(k)：c1(k)＝cI(k)+d    (4)

c0(k)＝aI(k)+b    (5)

α(k)＝eI(k)+f    (6)

式(4)、式(5)和式(6)中，I(k)表示k时刻所述磁流变阻尼器的励磁电流，c和d分别表示所述第一阻尼系数c1(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；a和b分别表示所述第二阻尼系数c0(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；e和f分别表示所述磁滞系数α(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；

步骤2、将式(4)和式(6)代入式(1)，并联立式(2)，获得k时刻的虚拟状态变量z(k)；将所述k时刻的虚拟状态变量z(k)近似为k+1时刻的虚拟状态变量z(k+1)；

步骤3、将式(3)变换为式(7)，再近似获得如式(8)所示的k+1时刻的磁滞系数α(k+1)：步骤4、将式(8)代入式(6)，从而获得k+1时刻所述磁流变阻尼器的励磁电流I(k+1)：式(9)表示所述磁流变阻尼器的励磁电流与可控阻尼力、相对位移和相对速度的关系式；以所述关系式来描述所述磁流变阻尼器逆模型。

2.一种如权利要求1所述的建模方法建立的磁流变阻尼器逆模型的实现电路，其特征包括：第一模数转换器、第二模数转换器、控制器、数模转换器和位移传感器；

由所述第一模数转换器接收外部输入的可控阻尼力F并传递给所述控制器；

由所述位移传感器传输所述磁流变阻尼器的相对位移x至所述第二模数转换器，并由所述第二模数转换器将所述相对位移x传递给所述控制器；

所述控制器根据所接收到相对位移x进行微分处理，获得所述磁流变阻尼器的相对速度 再根据所接收到的可控阻尼力F、以及所述相对速度 和相对位移x，利用式(9)计算获得所述磁流变阻尼器的励磁电流I，并将所述励磁电流I传递给所述数模转换器；

所述数模转换器将所述励磁电流I转换为对应的控制电压U并进行输出。

3.一种磁流变阻尼器逆模型的控制电路，其特征包括：如权利要求2所述的磁流变阻尼器逆模型的实现电路、磁流变阻尼器驱动电路和磁流变阻尼器；

所述磁流变阻尼器驱动电路包括：脉宽调制信号发生电路、放大电路、保护电路、电流输出电路和反馈电路；

所述脉宽调制信号发生电路接收所述磁流变阻尼器逆模型的实现电路输出的控制电压U并转换为占空比可控的脉宽调制信号后传递给所述放大电路；

所述放大电路将所述脉宽调制信号进行放大处理后传递给所述电流输出电路；

所述保护电路用于吸收所述电流输出电路中功率管的尖峰电压；

所述电流输出电路根据放大处理后的脉宽调制信号输出励磁电流并提供给所述磁流变阻尼器；

所述反馈电路将所述电流输出电路输出的励磁电流传递给所述脉宽调制信号发生电路；

所述脉宽调制信号发生电路根据所接收到的励磁电流调整所述脉宽调制信号的占空比，从而实现对所述励磁电流的闭环控制。

说明书

一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用

技术领域

[0001] 本发明涉及振动控制领域；具体地说是一种作为半主动执行器应用在振动/冲击控制系统中的磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用。

背景技术

[0002] 磁流变阻尼器，一种基于磁流变效应的半主动执行器件，具有能耗低、响应速度快、结构简单、阻尼力连续可调等优点，是实施半主动控制的理想装置，在各种振动/冲击控制系统中得到广泛应用。但是磁流变阻尼器固有的强非线性磁滞特性，使得磁流变阻尼器准确数学模型及相应控制系统难以建立，给磁流变阻尼器的阻尼力的精确控制带来了很大的困难。

[0003] 目前，磁流变阻尼器的逆模型主要有多项式逆模型和神经网络逆模型。Choi S.B.等将磁流变阻尼器速度-阻尼力曲线分为正向加速与负向加速两个部分分别进行多项式拟合，建立了磁流变阻尼器多项式逆模型。Chang C C等以阻尼器的位移、电压及阻尼力为输入变量，电压为输出变量，建立了磁流变阻尼器神经网络逆模型。王代华等在Bouc-Wen模型基础上生成仿真数据作为数据样本，利用径向神经网络构建了径向神经网络逆模型。但是，多项式逆模型在大量实验数据基础上建立，精度相对较低；神经网络逆模型精度很高，建模过程复杂，控制器的开发难度较大。

[0004] 中国发明专利“一种可控电流感应电源”公开号：11789639A公开了一种可控电流源感应电源，在控制周期内，可控整流电路的旁路回路和整流回路交替工作，控制信号调节旁路回路和整流回路的导通时间比值。该可控电流感应电源输出电压稳定，对不同负载和导线电流大小的适应能力强。中国发明专利“一种输出电流可控电流源”、公开号：1418432A公开了一种输出电流可控电流源，通过基本电流产生单元和基本电流拷贝单元，得到恒定的电流输出，提高了电流源的输出电流调节范围。中国发明专利“一种基于BUCK电路的电流驱动器”、公开号：14276A公开了一种基于BUCK电路的电流驱动器，适用于不同输入电压环境，根据输出最大电流和负载电阻，调整BUCK回路输入电压上限，得到不同的最大输出电流。但是，上述电流源响应时间长，难以适应磁流变阻尼器的快速响应的工作环境，针对性不强。

发明内容

[0005] 本发明是为避免上述现有技术所存在的不足之处，提供一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用，以期能简化磁流变阻尼器逆模型的建模过程，减小磁流变阻尼器的阻尼力由于固有的强非线性磁滞特性引起的误差，从而提高阻尼力的控制精度。

[0006] 本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

[0007] 本发明一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法，是应用于基于Bouc-Wen模型的变换模型中，所述基于Bouc-Wen模型的变换模型的力学结构是由磁滞元件与第一阻尼元件串联后，分别与弹性元件和第二阻尼元件并联而成；所述基于Bouc-Wen模型的变换模型由式(1)、式(2)和式(3)来描述：

[0008]

[0009]

[0010]

[0011] 式(1)中，和z分别表示虚拟状态变量；α表示所述磁流变阻尼器的磁滞系数；c1表示所述第一阻尼系数；

[0012] 式(2)中，表示虚拟状态变量z的微分；ρ、σ和n分别为所述基于Bouc-Wen模型的变换模型的磁滞因子；表示所述磁流变阻尼器的相对速度；

[0013] 式(3)中，F表示所述磁流变阻尼器的可控阻尼力；c0表示所述第二阻尼系数；k0表示所述磁流变阻尼器的刚度系数；x表示所述磁流变阻尼器的相对位移；f0表示所述磁流变阻尼器的初始位移弹性力；其特点是所述磁流变阻尼器逆模型的建模方法按如下步骤进行：

[0014] 步骤1、利用式(4)、式(5)和式(6)分别获得k时刻，所述磁流变阻尼器的第一阻尼系数c1(k)、第二阻尼系数c0(k)和磁滞系数α(k)：

[0015] c1(k)＝cI(k)+d     (4)

[0016] c0(k)＝aI(k)+b     (5)

[0017] α(k)＝eI(k)+f     (6)

[0018] 式(4)、式(5)和式(6)中，I(k)表示k时刻所述磁流变阻尼器的励磁电流，c和d分别表示所述第一阻尼系数c1(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；a和b分别表示所述第二阻尼系数c0(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；e和f分别表示所述磁滞系数α(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；

[0019] 步骤2、将式(4)和式(6)代入式(1)，并联立式(2)，获得k时刻的虚拟状态变量z(k)；将所述k时刻的虚拟状态变量z(k)近似为k+1时刻的虚拟状态变量z(k+1)；

[0020] 步骤3、将式(3)变换为式(7)，再近似获得如式(8)所示的k+1时刻的磁滞系数α(k+1)：

[0021]

[0022]

[0023] 步骤4、将式(8)代入式(6)，从而获得k+1时刻所述磁流变阻尼器的励磁电流I(k+1)：

[0024]

[0025] 式(9)表示所述磁流变阻尼器的励磁电流与可控阻尼力、相对位移和相对速度的关系式；以所述关系式来描述所述磁流变阻尼器逆模型。

[0026] 本发明一种磁流变阻尼器逆模型的实现电路的特点包括：第一模数转换器、第二模数转换器、控制器、数模转换器和位移传感器；

[0027] 由所述第一模数转换器接收外部输入的可控阻尼力F并传递给所述控制器；

[0028] 由所述位移传感器传输所述磁流变阻尼器的相对位移x至所述第二模数转换器，并由所述第二模数转换器将所述相对位移x传递给所述控制器；

[0029] 所述控制器根据所接收到相对位移x进行微分处理，获得所述磁流变阻尼器的相对速度 再根据所接收到的可控阻尼力F、以及所述相对速度 和相对位移x，利用式(9)计算获得所述磁流变阻尼器的励磁电流I，并将所述励磁电流I传递给所述数模转换器；

[0030] 所述数模转换器将所述励磁电流I转换为对应的控制电压U并进行输出。

[0031] 本发明一种磁流变阻尼器逆模型的控制电路的特点包括：所述磁流变阻尼器逆模型的实现电路、磁流变阻尼器驱动电路和磁流变阻尼器；

[0032] 所述磁流变阻尼器驱动电路包括：脉宽调制信号发生电路、放大电路、保护电路、电流输出电路和反馈电路；

[0033] 所述脉宽调制信号发生电路接收所述磁流变阻尼器逆模型的实现电路输出的控制电压U并转换为占空比可控的脉宽调制信号后传递给所述放大电路；

[0034] 所述放大电路将所述脉宽调制信号进行放大处理后传递给所述电流输出电路；

[0035] 所述保护电路用于吸收所述电流输出电路中功率管的尖峰电压；

[0036] 所述电流输出电路根据放大处理后的脉宽调制信号输出励磁电流并提供给所述磁流变阻尼器；

[0037] 所述反馈电路将所述电流输出电路输出的励磁电流传递给所述脉宽调制信号发生电路；

[0038] 所述脉宽调制信号发生电路根据所接收到的励磁电流调整所述脉宽调制信号的占空比，从而实现对所述励磁电流的闭环控制。

[0039] 与已有技术相比，本发明的有益效果体现在：

[0040] 1、本发明基于Bouc-Wen模型的变化模型描述磁流变阻尼器特性时，相对于其他模型采用的参数较少，减小了变换模型的参数冗余，但是在磁流变阻尼器固有的强非线性磁滞特性描述精度并没有降低；表征磁流变阻尼器特性的表达式耦合程度低，方便使用数值解法求得磁流变阻尼器的逆模型的表达式，从而简化了磁流变阻尼器逆模型的建模过程；

[0041] 2、本发明基于Bouc-Wen模型的变化模型有效表征了磁流变阻尼器固有的强非线性磁滞特性，从而减小了磁流变阻尼器可控阻尼力的非线性误差，磁流变阻尼器逆模型控制器利用数值方法解微分方程组，不考虑基于Bouc-Wen模型的变化模型本身的模型误差情况下可以控制磁流变阻尼器所需励磁电流控制信号的精度，提高了磁流变阻尼器的可控阻尼力的控制精度，实现最佳的振动控制；

[0042] 3、本发明磁流变阻尼器逆模型的实现电路结构简单，便于控制器的小型化和集成化，从而降低了磁流变阻尼器的控制成本。

附图说明

[0043] 图1为本发明中磁流变阻尼器逆模型系统的实现电路原理图；

[0044] 图2为本发明中磁流变阻尼器逆模型实现电路中控制器工作流程图；

[0045] 图3为本发明中磁流变阻尼器逆模型系统控制原理图；

[0046] 图4为本发明中磁流变阻尼器驱动电路中脉宽调制信号发生电路原理图；

[0047] 图5为本发明中磁流变阻尼器驱动电路中电流输出电路原理图；

[0048] 图6为现有技术中磁流变阻尼器的变换模型的原理图。

具体实施方式

[0049] 本实施例中，一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法及其应用，包括磁流变阻尼器逆模型的建模方法、逆模型的实现电路和逆模型的控制电路。磁流变阻尼器逆模型在Bouc-Wen模型的变换模型的基础上建立磁流变阻尼器逆模型的数学表达式，建立磁流变阻尼器励磁电流与可控阻尼力、相对位移和速度之间的对应关系，减小磁流变阻尼器可控阻尼力与阻尼器相对位移和相对速度的磁滞影响。将基于磁流变阻尼执行器件的半主动控制系统中磁流变阻尼器逆模型及其控制电路进行集成封装，不仅可以简化基于磁流变阻尼器的半主动控制系统，而且具有高效、精确的执行性能。

[0050] 磁流变阻尼器为直线往复式阻尼器，由活塞杆、励磁线圈、磁流变液、筒壁和补偿气囊组成。一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法，是应用于基于Bouc-Wen模型的变换模型中，基于Bouc-Wen模型的变换模型的力学结构如图6所示，是由磁滞元件与第一阻尼元件串联后，分别与弹性元件和第二阻尼元件并联而成；磁滞元件与阻尼元件串联描述阻尼器的磁滞特性，弹性元件描述阻尼器的弹性特性，阻尼元件描述阻尼器的阻尼特性。基于Bouc-Wen模型的变换模型由式(1)、式(2)和式(3)来描述：

[0051]

[0052]

[0053]

[0054] 式(1)中，和z分别表示虚拟状态变量；α表示磁流变阻尼器的磁滞系数；c1表示第一阻尼系数；

[0055] 式(2)中，表示虚拟状态变量z的微分；ρ、σ和n分别为基于Bouc-Wen模型的变换模型的磁滞因子；表示磁流变阻尼器的相对速度；

[0056] 式(3)中，F表示磁流变阻尼器的可控阻尼力；c0表示第二阻尼系数；k0表示磁流变阻尼器的刚度系数；x表示磁流变阻尼器的相对位移；f0表示磁流变阻尼器的初始位移弹性力；

[0057] ρ、σ、n、c0、c1、k0、f0和α通过磁流变阻尼器的实验数据进行参数辨识获得，针对特定的磁流变阻尼器ρ、σ、n、k0和f0为定值，本实施例中n＝1，与磁流变阻尼器励磁电流大小无关，c0、c1和α是磁流变阻尼器励磁电流的一次函数，随着励磁电流变化而变化。实验数据是通过将磁流变阻尼器安装在激振台架上，施加正弦的位移激励信号，同时对阻尼器的励磁线圈施加不同幅值的电流得到，对多组阻尼器的可控阻尼力数据进行参数辨识和数据拟合得到变换模型中的各个参数的大小。具体方法参照期刊论文Principle andvalidation of modified hysteretic models for magnetorheological dampers[J].(Smart Materials and Structures,2015,24(8):085014.)

[0058] 一种磁流变阻尼器逆模型的建模方法按如下步骤进行：

[0059] 步骤1、利用式(4)、式(5)和式(6)分别获得k时刻，磁流变阻尼器的第一阻尼系数c1(k)、第二阻尼系数c0(k)和磁滞系数α(k)：

[0060] c1(k)＝cI(k)+d     (4)

[0061] c0(k)＝aI(k)+b     (5)

[0062] α(k)＝eI(k)+f     (6)

[0063] 式(4)、式(5)和式(6)中，I(k)表示k时刻磁流变阻尼器的励磁电流，c和d分别表示第一阻尼系数c1(k)与所述励磁电流I(k)的拟合系数；a和b分别表示第二阻尼系数c0(k)与励磁电流I(k)的拟合系数；e和f分别表示磁滞系数α(k)与励磁电流I(k)的拟合系数；

[0064] 在k为零的初始状态下，令：磁流变阻尼器的励磁电流I(0)为零，分别获得初始状态磁流变阻尼器的第一阻尼系数c1(0)、第二阻尼系数c0(0)和磁滞系数α(0)：

[0065] c1(0)＝d

[0066] c0(0)＝b

[0067] α(0)＝f

[0068] 步骤2、将式(4)和式(6)代入式(1)，并联立式(2)，运用经典的四阶Runge-Kutta数值解法，获得k时刻的虚拟状态变量z(k)；当连续两次计算z(k)的大小在精度要求范围内时，将k时刻的虚拟状态变量z(k)近似为k+1时刻的虚拟状态变量z(k+1)；

[0069] 步骤3、将式(3)变换为式(7)，再近似获得如式(8)所示的k+1时刻的磁滞系数α(k+1)：

[0070]

[0071]

[0072] 步骤4、将式(8)代入式(6)，从而获得k+1时刻磁流变阻尼器的励磁电流I(k+1)：

[0073]

[0074] 式(9)表示磁流变阻尼器的励磁电流与可控阻尼力、相对位移和相对速度的关系式；以关系式来描述所述磁流变阻尼器逆模型。

[0075] 一种磁流变阻尼器逆模型的实现电路，如图1所示，包括：第一模数转换器、第二模数转换器、控制器、数模转换器和位移传感器；

[0076] 由第一模数转换器接收外部输入的可控阻尼力F并传递给控制器；

[0077] 由位移传感器传输磁流变阻尼器的相对位移x至第二模数转换器，并由第二模数转换器将相对位移x传递给控制器；

[0078] 控制器根据所接收到相对位移x进行微分处理，获得磁流变阻尼器的相对速度再根据所接收到的可控阻尼力F、以及相对速度 和相对位移x，利用式(9)计算获得磁流变阻尼器的励磁电流I，并将励磁电流I传递给数模转换器；

[0079] 数模转换器将励磁电流I转换为对应的控制电压U并进行输出。

[0080] 控制器软件程序流程，如图2所示，由于控制器涉及许多控制单元，起始阶段需要对各种控制寄存器进行设置；同时，在控制器中定义了多种变量，需要对其进行定义和初始化。本例中采用周期中断对数据点进行采集和处理。对定时器进行初始化后，启动定时器，等待中断触发。当中断触发时，取得可控阻尼力和阻尼器相对位移量信号，并将可控阻尼力和阻尼器相对位移信号通过上述算法进行运算得到阻尼器励磁电流控制电压信号，控制电压信号经过数模转换后，接入磁流变阻尼器驱动电路，提供磁流变阻尼器所需的励磁电流，完成该过程后，等待中断的再次触发，实现对下一组数据点的处理。

[0081] 一种磁流变阻尼器逆模型的控制电路，包括：磁流变阻尼器逆模型的实现电路、磁流变阻尼器驱动电路和磁流变阻尼器；其磁流变阻尼器逆模型系统控制原理图，如图3所示，磁流变阻尼器逆模型的实现电路接收可控阻尼力信号F和阻尼器相对位移x，经过控制器的逆模型计算后输出所需励磁电流控制信号U，磁流变阻尼器驱动电路接收阻尼器逆模型实现电路输出的励磁电流控制信号U，磁流变阻尼器驱动电路将励磁电流的电压控制信号U转变为实际的励磁电流输出，接入到磁流变阻尼器，提供磁流变阻尼器所需的励磁电流。

[0082] 磁流变阻尼器驱动电路包括：脉宽调制信号发生电路、放大电路、保护电路、电流输出电路和反馈电路；

[0083] 脉宽调制信号发生电路，如图4所示，接收磁流变阻尼器逆模型的实现电路输出的控制电压U并转换为占空比可控的脉宽调制信号后传递给放大电路；磁流变阻尼器逆模型的实现电路输出的励磁电流控制电压U经过信号调理，接入脉宽调制信号发生芯片(如Tl494芯片等)，同时在芯片控制电压信号输入端与地之间并联滤波电容，电解电容响应时间较长，不适用此处的工作环境，这里电容采用无极性电容，消除控制信号的抖动，电容值越大效果越好；脉宽调制信号产生芯片并联输出占空比可控的脉宽调制信号，芯片15、16脚为比较输入正负端，15脚接5V基准电压，16脚接反馈电压信号，从而实现脉宽调制信号的占空比。

[0084] 放大电路，由功率放大芯片(如IR2111芯片等)和滤波电容组成，将脉宽调制信号进行放大处理后传递给电流输出电路；功率放大芯片接收脉宽调制信号后，放大其驱动能力，由功率放大芯片的输出端输出占空比相同的脉宽调制信号，控制电流输出电路中功率管的导通和关断时间。

[0085] 保护电路用于吸收电流输出电路中功率管的尖峰电压，由缓冲电阻、缓冲电容串联后与快速恢复二极管并联组成，电流输出电路中功率管关断时，主回路布线中电感的存在和高频开关产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压与直流供电电压叠加后可能超过功率管漏源极反向安全电压，引起功率管的误导通。功率管关断时，快速二极管导通，减小缓冲电容的充电时间，更好的吸收尖峰电压；功率管导通时，快速二极管截止，缓冲电阻限制了缓冲电容的放电电流，减小功率管的电流应力，保证功率管安全可靠的工作。

[0086] 电流输出电路，如图5所示，根据放大处理后的脉宽调制信号输出励磁电流并提供给磁流变阻尼器；包括功率管、快速恢复二极管、采样电阻、滤波电感和滤波电容。功率管导通时，快速恢复二极管反向截止，滤波电感和滤波电容充电，储存电能，功率管工作在线性区，恒流输出；功率管关断时，快速恢复二极管、滤波电感、滤波电容和负载组成续流回路，快速恢复二极管正向导通，滤波电感和滤波电容释放储存的电能，提供流过负载的电流，功率管导通和关断交替工作。不同占空比的脉宽调制信号输入到功率管的栅极，控制功率管导通和关断的时间，从而实现输出电流的连续可控。

[0087] 反馈电路将电流输出电路输出的励磁电流传递给脉宽调制信号发生电路；通过采样电阻将电流输出电路输出的电流值转换为电压信号，利用运算放大器的求差电路得到反馈电压，将反馈电压接入到脉宽调制信号发生芯片的比较端，调节输出电流的大小。当电流输出电路输出的电流大于设定值时，脉宽调制信号发生芯片通过反馈电路的作用后输出占空比为零的脉宽调制信号，关闭电流输出，起到限流保护的作用。

[0088] 脉宽调制信号发生电路根据所接收到的励磁电流调整脉宽调制信号的占空比，从而实现对励磁电流的闭环控制。