本发明公开了一种用于谐振转换器的控制设备。具体描述了一种用于谐振转换器的开关电路的控制设备，其中谐振转换器在输出处具有直流电流；开关电路包括至少一个半桥，该半桥包括连接在输入电压和参考电压之间的至少第一和第二晶体管。半桥适于产生周期性方波电压以驱动所述谐振转换器的谐振电路；该周期性方波电压的范围为从相应于输入电压的高电压至相应于参考电压的低电压。控制设备适于根据电容器的充电或放电的时间周期来控制所述半桥，并包括适于在指示流经谐振电路电流的信号过零值时同步电容器放电或充电的时间周期的起始时刻的同步电路装置，以及适于在电容器的放电或充电时间周期结束时控制将第一或第二晶体管关断的另一装置。
第一电路，被配置为响应于表示流动通过所述谐振电路的电流的信号的过零点，起始对电容器放电或充电的时间周期；以及控制电路，被配置为响应于对所述电容器放电或充电的所述时间周期的结束来控制半桥电路的第一晶体管或第二晶体管的关断，所述控制电路包括：第二电路，被配置为将所述电容器的端子处的电压限制在最小值和最大值之间；以及第三电路，被配置为响应于在所述电容器的所述端子处的所述电压达到所述最大值或所述最小值的确定来控制所述半桥电路的所述第一晶体管或所述第二晶体管的关断。
2.根据权利要求1所述的控制设备，包括第四电路，被构造为用基于所述谐振电路的DC输出电流的电流来对所述电容器充电或放电。
被配置为对所述电容器充电的电流镜，以及被配置为对所述电容器放电的晶体管，所述第一电路包括比较器，所述比较器被配置为将表示流动通过所述谐振电路的所述电流的所述信号与地基准电势进行比较，并且被配置为作为所述比较的结果控制所述电流镜用于对所述电容器进行充电以及所述晶体管用于对其进行放电；以及第二电路包括比较器，所述比较器被配置为对跨所述电容器的电压与第一基准电压或第二基准电压进行比较。
4.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述第三电路被配置为在对所述电容器进行放电的所述时间周期的结束处控制所述第一晶体管的关断，并且在对所述电容器进行充电的所述时间周期的结束处控制所述第二晶体管的关断。
5.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述第三电路被配置为在对所述电容器进行充电的所述时间周期的结束处控制所述第一晶体管的关断，并且在对所述电容器进行充电的下一时间周期的结束处控制所述第二晶体管的关断。
6.根据权利要求1所述的控制设备，其中所述设备集成在硅衬底中，并且其中所述电容器在所述控制设备之外。
7.根据权利要求1所述的设备，其中所述谐振电路包括具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器以及被布置为与所述初级绕组串联的谐振电容器，流动通过所述谐振电路的所述电流包括流动通过所述初级绕组的电流。
8.一种控制用于谐振电路的开关电路的方法，所述方法包括：
响应于表示流动通过所述谐振电路的电流的信号的过零点，起始对电容器放电或充电的时间周期；
将跨所述电容器的电压限制在最小值和最大值之间；以及
响应于跨所述电容器的所述电压达到最大电压时关断第一晶体管，并且响应于跨所述电容器的所述电压达到所述最小值时关断第二晶体管。
9.根据权利要求8所述的方法，基于所述谐振电路的DC输出电流的电流来对所述电容器充电或放电。
将表示流动通过所述谐振电路的所述电流的所述信号与地基准值进行比较，并且控制多个电流镜以对所述电容器进行充电以及多个晶体管以对所述电容器进行放电。
控制电路，被配置为对耦合至所述谐振电路的第一晶体管和第二晶体管进行接通和关断，所述控制电路包括：第一电路，被配置为响应于表示流动通过所述谐振电路的电流的信号的过零点，起始对电容器放电或充电的时间周期；以及第二电路，被配置为将所述电容器的端子处的电压限制在最小值和最大值之间；以及第三电路，被配置为响应于在所述电容器的所述端子处的所述电压达到所述最大值或所述最小值的确定来控制所述第一晶体管或所述第二晶体管的接通和关断。
12.根据权利要求11所述的电路，包括第四电路，被配置为用取决于所述谐振电路的DC输出电流的电流来对所述电容器进行充电和放电。
13.根据权利要求12所述的电路，其中所述第三电路包括电压限制电路，所述电压限制电路被配置为将所述电容器的端子处的电压限制在最小值和比所述最小值大的最大值之间，其中所述最大值构成第一基准电压并且所述最小值构成第二基准电压。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述第三电路被配置为响应于对所述电容器进行放电的所述时间周期的结束控制半桥电路中的所述第一晶体管的关断，并且响应于对所述电容器进行充电的所述时间周期的结束控制所述半桥电路中的所述第二晶体管的关断。
15.根据权利要求13所述的电路，其中所述第三电路被配置为响应于对所述电容器进行充电的所述时间周期的结束控制半桥电路中的所述第一晶体管的关断，并且响应于对所述电容器进行充电的下一时间周期的结束控制所述半桥电路中的所述第二晶体管的关断。
16.根据权利要求11所述的电路，包括第四电路，被配置为基于所述谐振电路的DC输出电流的电流来对所述电容器充电或放电。
17.根据权利要求16所述的电路，其中所述第四电路包括多个对所述电容器进行充电的电流镜以及多个对所述电容器进行放电的晶体管。
18.根据权利要求17所述的电路，其中所述第一电路包括具有比较器的同步电路，所述比较器被配置为将表示流动通过所述谐振电路的所述电流的所述信号与地基准电势进行比较，并且被配置为控制所述多个电流镜以对所述电容器进行充电以及所述多个晶体管以对所述电容器进行放电。
19.根据权利要求11所述的电路，包括硅衬底，在所述硅衬底上形成所述控制电路，并且其中所述电容器形成在所述硅衬底之外。
20.一种用于谐振变换器的开关电路，其中所述谐振变换器在输出处具有直流电流，所述开关电路包括：至少一个半桥，所述半桥包括连接在输入电压和参考电压之间的至少第一晶体管和第二晶体管，所述半桥被构造为产生周期性的方波电压以驱动所述谐振变换器的谐振电路，所述周期性方波电压的范围为从相应于输入电压的高电压至相应于参考电压的低电压，控制设备，被构造为根据对电容器的充电或放电的时间周期来控制所述半桥，所述控制设备包括：同步电路装置，被适配为响应于流经谐振电路的电流的信号过零点起始对所述电容器充电的时间周期的起始时刻；
开关控制电路，被配置为响应于对所述电容器进行充电的时间周期的结束控制所述第一晶体管或所述第二晶体管的关断，所述开关控制电路被构造为在所述电容器的端处的电压已经达到第一电压的时刻控制所述半桥电路的所述第一晶体管或所述第二晶体管的关断；
生成器电路，被配置为生成所述第一电压，所述生成器电路包括通过用于开关半周期的另一个电流进行充电的另一个电容器以及对所述另一个电容器在下一个开关半周期进行放电的设备，采样器电路，所述采样器电路通过所述另一个电容器的端处的另一个电压进行供电并且被适配为在用于对另一个电容器进行充电的开关半周期的最后时刻处的另一个电压进行采样，所述采样器电路被配置为供应所述第一电压；以及电压限制器电路，被适配为将跨所述电容器的电压限制在所述参考电压和所述第一电压之间。
21.根据权利要求20所述的电路，其中对所述另一个电容器进行放电的所述设备是开关，所述开关在对于另一个电容器进行充电的开关半周期的最后时刻处以及对于下一开关半周期为基本闭合的。
22.根据权利要求21所述的电路，其中所述另一个电流由另一个参考电压与电阻的比给出。
23.根据权利要求21所述的电路，其中：所述生成器电路包括被适配为允许所述另一个电容器被充电的电流镜以及被适配为允许所述另一个电容器被放电的晶体管，并且在于所述同步电路包括第一比较器，所述第一比较器被适配为将表示流动通过所述谐振电路的所述电流的所述信号与地进行比较，并且被配置为控制被适配为允许所述电容器被充电的电流镜以及被适配为允许所述电容器被放电的晶体管，并且还包括第二比较器，所述第二比较器被适配为对所述电容器的端处的电压与所述第一电压进行比较，触发电路操作为在所述第二比较器的输出信号的每个正边缘处的触发器，所述触发电路的否定输出信号为所述采样器的控制信号以及对所述另一个电容器进行放电的设备的控制信号。
24.根据权利要求23所述的电路，包括关于所述采样器电路的所述控制信号对所述另一个电容器进行放电的设备的所述控制信号进行延迟的电路。
25.根据权利要求20所述的电路，包括另一个电路，所述另一个电路被构造为用基于所述谐振变换器的输出直流电流的电流对所述电容器进行充电或放电，所述谐振变换器包括具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器以及布置为与所述初级绕组串联的谐振电容器，在所述谐振电路中流动的所述电流包括在所述初级绕组中流动的电流。
26.根据权利要求20所述的电路，其中开关控制电路被构造为在对所述电容器进行充电的时间周期的结束处控制所述第一晶体管的关断，并且在一个开关循环中对所述电容器进行充电的下一个时间周期的结束处控制所述第二晶体管的关断。
27.根据权利要求22所述的电路，其中所述开关控制电路被集成在硅芯片中，所述硅芯片包括用于所述谐振变换器的所述控制设备，并且另外其中所述电容器和所述电阻在所述硅芯片之外。
谐振电路，具有包括第一晶体管和第二晶体管的半桥电路；
控制电路，被配置为控制耦合至所述谐振电路的电容器进行充电的时间周期，所述控制电路包括：第一电路，被配置为响应于表示流动通过所述谐振电路的电流的信号的过零点，起始对电容器放电或充电的时间周期；
第二电路，被配置为将所述电容器的端子处的电压限制在最小值和最大值之间；以及第三电路，被配置为响应于在所述电容器的所述端子处的所述电压达到所述最大值或所述最小值的确定来控制所述半桥电路的所述第一晶体管或所述第二晶体管的关断。
29.根据权利要求28所述的系统，其中所述控制电路被配置为控制所述半桥电路，使得所述半桥电路响应于所述电容器的所述充电时间周期的起始时间生成周期性方波电压。
30.根据权利要求29所述的系统，其中所述第二电路包括电压限制电路，所述电压限制电路被配置为将跨所述电容器的电压限制在最小值和比所述最小值大的最大值之间，其中所述最大值构成第一基准电压并且所述最小值构成第二基准电压；并且所述第三电路被配置为跨所述电容器的所述电压达到所述最大值时控制所述半桥电路的所述第一晶体管或所述第二晶体管的关断。
31.根据权利要求30所述的系统，包括具有电流镜的第四电路，所述电流镜具有被配置为基于所述谐振电路的输出直流电流的电流来对所述电容器充电。
32.根据权利要求31所述的系统，其中所述第一电路包括具有比较器的同步电路，所述比较器被配置为将表示流动通过所述谐振电路的所述电流的所述信号与地基准电势进行比较，并且被配置为响应于所述比较通过所述电流镜控制所述电容器的充电，并且电压限制电路包括比较器被配置为将在跨所述电容器的端子处的电压与第一基准电压或第二基准电压进行比较。
33.根据权利要求28所述的系统，包括硅衬底，所述控制电路形成在所述硅衬底上，并且其中所述电容器形成在所述硅衬底之外。
用于谐振转换器的控制设备
[0001] 本申请是申请日为2010年10月12日、申请号为201010572651.X、发明名称为“用于谐振转换器的控制设备”的中国专利申请的分案申请。
技术领域
[0002] 本发明涉及一种用于谐振转换器的控制设备。
背景技术
[0003] 在现有技术中，具有控制设备的强迫切换转换器(开关转换器)是已知的。谐振转换器属于强迫切换转换器中的一大类，其以存在在确定输入－输出功率流方面扮演有源部分的谐振电路为特征。在这些转换器中，由直流电压供电的包括四个(两个)功率开关(典型的为功率MOSFET)的桥(半桥)产生电压方波，该电压方波被施加至频率被调谐为接近所述方波的基波频率的谐振电路。由此，由于其选择性，谐振电路主要响应于该基波分量，同时忽略高次谐波。结果，循环的功率可通过改变占空比保持为50％的方波的频率来进行调整，并且，根据谐振电路的配置，与功率流相关的电流和/或电压出现正弦或选通正弦波形。
[0004] 对这些电压进行调节并且滤波，从而向负载提供直流(d.c.)电力。在网络应用中，针对安全性需求问题，给负载供电的调节和滤波系统通过变压器与谐振电路耦合，该变压器提供上述调节所需的电源与负载之间的隔离。对于所有隔离网络转换器，以及在这种情况下，连接到输入源的初级侧(涉及变压器的初级绕组)与次级侧(涉及变压器的一个或多个次级绕组)相区分，该次级侧通过调节和滤波系统给负载提供电力。
[0005] 在多种谐振转换器中，现在常用的是称为LLC的谐振转换器，尤其是半桥结构的LLC谐振转换器。该名称源于该谐振电路采用两个电感器(L)和一个电容器(C)；图1中示出了一个LLC谐振转换器的示图。谐振转换器1包括位于输入电压Vin和地GND之间的半桥式晶体管Q1和Q2，半桥式晶体管Q1和Q2由驱动电路3驱动。在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至包括串联的电容器Cr、电感器Ls以及另一电感器Lp的电路模块2，电感器Lp并联至具有中间抽头次级的变压器10。变压器10的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的阳极，二极管D1和D2的阴极都连接至电容器Cout和电阻Rout的并联电路；在所述并联电路的两端是谐振转换器的输出电压Vout，输出电流Iout流经所述并联电路。
[0006] 谐振转换器相比于传统的开关转换器(非谐振的，典型的为PWM－脉宽调制－控制的)具有极大的优势：波形不具有陡峭边缘，由“软”开关带来的功率开关的低开关损耗，高转换效率(可轻易得到>95％的效率)，可高频工作的能力，产生的EMI(电磁干扰)低，以及最后，高功率密度(即，在减小的体积内实现能够处理相当大功率的转换系统的能力)。
[0007] 在大多数dc-dc转换器中，闭环、负反馈调节系统在操作条件(即输入电压Vin和/或输出电流Iout)发生变化时将转换器的输出电压保持为恒定。这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较所达到的；由输出电压读出系统(通常为电阻分压器)提供的值与参考值之间的差值或误差信号Er通过误差放大器放大，误差放大器的输出Vc改变转换器内部的值x，其中在每个开关周期转换器承载的能量基本上依赖于该x。如上所述，在谐振转换器中的一个很重要的值是激励谐振电路的方波的开关频率。
[0008] 另外，在所有dc-dc转换器的调节系统中共有的是，必须合适地设计误差放大器的频率响应以确保：
[0009] －控制环的稳定(即，这样的事实：在转换器的操作条件发生扰动时，一旦由该扰动引起的瞬态结束，输出电压就趋向于恢复至恒定值，该恒定值接近于扰动之前的值)；
[0010] －良好的调节性(即，输出电压在扰动之后恢复至的新的恒定值与扰动之前的恒定值非常接近)；
[0011] －良好的动态特征(即，在扰动引起的瞬态期间，输出电压与期望值相差不大并且瞬态时间本身很短)。
[0012] 上述控制目标可被表述为调节环的传递函数的一些特征值，如带宽、相位裕度、dc增益。在指定的dc-dc转换器中，这些目标可通过下述方式来实现：作用于误差放大器的频率响应；改变其增益以及恰当地部署其传递函数的极点和零点(频率补偿)，其中恰当的部署其传递函数的极点和零点(频率补偿)通常通过采用包括连接至其的具有恰当值的电阻和电容的电抗网络来实现。
[0013] 但是，为了确定获得调节环的传递函数的期望特性所需要的频率补偿，应当知道调节器的增益(即系统将控制电压Vc转换至控制值x)，以及转换器本身对值x的变化的频率响应。
[0014] 调节器增益通常不依赖于频率，至少在相关频率范围内是如此，根据香农定理(Shannon’s theorem)，该相关频率不能大于转换器的开关频率的一半，并且调节器增益在控制集成电路中是固定的。
[0015] 即使在由于开关动作存在强非线性的系统中，由于开关动作，通过恰当的近似以及在一定的假定下，dc-dc转换器的频率响应可以用线性网络中使用的同一方式来描述和表示，因此，可通过由增益、零点和极点描述表征的传递函数来表示。该传递函数主要依赖于转换器的拓扑结构，即，处理功率的元件的共有结构、其工作模式、以及由调节环控制的值x，所述工作模式即在每个开关周期在磁性部件中是具有连续的电流循环(连续电流模式，CCM)还是不具有连续的电流循环(断续电流模式，DCM)，以及由调节环控制的值x。尽管传统地，在PWM转换器中，通常使用的不同的控制方法——例如控制功率开关的脉宽(直接占空比控制，因此，x＝D)或者流经开关的电流峰值(峰值电流模式控制，x＝Ip)直接作用——但在谐振转换器中，用于控制转换器的值直接是施加至谐振电路的方波的开关频率。
[0016] 在目前市场上的用于dc-dc谐振转换器的所有集成控制电路中，控制直接操作于半桥的振荡频率(直接频率转换器，Direct Frequency Converter，DFC)。图2示出了用于这种类型的谐振转换器的控制系统。在次级侧，在反向端输入具有输出电压Vout的一部分以及在非反向端具有参考电压Vref的误差放大器4的输出通过光耦5传输至初级侧，以确保根据安全需求的初级－次级隔离，并且作用至控制集成电路30内部的压控振荡器(VCO)6或者电流控制振荡器(ICO)。这种类型的控制导致两类问题。第一类涉及：由增益、极点和零点描述的谐振转换器小信号动态图形(pattern)的文字描述是未知的(仅在实际可证实的使用中具有近似形式)，这与针对PWM转换器的情形不同，即功率级的传递函数是未知的。第二类问题涉及：根据仿真得到的研究结果，所述功率级的传递函数示出了强易变性的dc增益，以及从一至三个可变的极点数目，并且具有依赖于操作点的移动的部署。最后，由于输出电容器，存在一个零点。增益的大幅度变化以及极点配置的大幅度改变使得反馈控制环的频率补偿很困难。因此，实际上不可能获得在所有操作条件下都最优的瞬态响应，以及在稳定性和动态性能之间具有很大的妥协。另外，能量传输对输入电压(音频敏感性)具有强依赖性，由此控制环必须强势介入并且大幅度改变工作频率以补偿所述变动。考虑到在转换器输入电压中总是存在具有相对于网络电压频率的两倍频率的交流分量，在该频率上的环增益需要非常大，以有效地抑制所述交流分量以及显著地衰减输出电压中可视的剩余纹波。所有这些因素将导致未完全解决的问题的出现，尤其是当由转换器供电的负载具有显著的动态性时，和/或当动态精度和响应速度具有严格规定时，或当对于输入电压纹波的抑制存在严格的要求时，更是如此。最后，与DFC控制方法相关的另一问题是由于其公差导致的谐振电路(Cr、Ls以及Lp)的元件值的静态偏差。事实上，通常来说，为了防止转换器出现异常操作，需要限制控制值x。在该情况中，实施DFC的谐振控制器允许半桥的操作频率被设置上限以及下限。这些限制的设置需要考虑由于上述值偏差，转换器的操作频率的范围会相应地改变。由此，频率的最小值限制应当小于所述范围的低端所能采用的最小值，频率的最大值限制应当大于所述范围的高端所能采用的最大值。这极大的减少了频率限制作为防止异常操作情况的手段的有效性。
[0017] 一个现有技术描述在H.Pinheiro，P.K.Jain以及G..Joós的论文“Self-Sustained Oscillation Resonant Converters Operating Above the Resonant Frequency”中，该论文在IEEE功率电子会报，14卷，No.5，1999年9月第803-814页中被文字发表，其中由反馈环控制的值x是谐振电路的电流与由半桥或全桥施加至所述电路的方波电压之间的相移。在上述的论文中，从小信号动态以及宽信号动态的视角，示出了根据本方法控制的系统的特性与处于电荷控制下的系统的特性相似。另一方面，相对于由电荷控制的所述系统，其具有很多优点：只要谐振电路的电流迟于施加的电压，则获得的系统在任何操作情况下绝对稳定。该限制与获得属于半桥的MOSFET晶体管的“软：开关的必要条件相一致。
发明内容
[0018] 考虑到现有技术的状态，本发明的目的是提供一种用于谐振转换器的控制装置，其相对于已知的控制器更简单。
[0019] 根据本发明，所述目标通过用于具有直流电流输出的谐振转换器的开关电路的控制设备来实现，所述开关电路包括至少一个半桥，该半桥至少包括连接在输入电压和参考电压之间的第一和第二晶体管，所述半桥适合于产生用于驱动所述谐振转换器的谐振电路的周期性方波电压，所述周期性方波电压的范围为从相应于输入电压的高电压至相应于参考电压的低电压，所述控制设备适合于根据电容器的充电或放电的时间周期来控制所述半桥，其特征在于控制设备包括适于在指示谐振电路中流经的电流的信号的过零值时同步所述电容器的放电或充电时间周期的开始时刻的电路装置，以及还包括适于在电容器放电或充电的时间周期结束时控制所述第一或所述第二晶体管的关断的另一装置。
[0020] 根据本发明，可提供一种用于谐振转换器的控制设备，其允许降低转换器的动态水平；通过有可能使其等效于一个单极点系统(从频率补偿设计的观点，至少在相关频率范围内如此)，以改进负载变动的瞬态响应。
[0021] 所述控制设备通过减少对于输入电压变化的敏感性以及/或者可以采用更自由的方式确定环增益的可能性，进一步减小了转换器的音频敏感性，以改进对输入电压变化的瞬态响应以及对输入电压纹波的抑制。
[0022] 所述控制设备还允许在不考虑谐振电路参数的偏差的情况下确立转换器的操作限制，以改进控制力度。
附图说明
[0023] 本发明的特征和优点将由下述对实际实施例的详细描述清楚地示出，所述实施通过附图中的非限制性的例子示出，其中：
[0024] 图1示出了根据现有技术的LLC谐振转换器的结构图；
[0025] 图2示出了根据现有技术的具有输出电压调节的谐振转换器的块结构图；
[0026] 图3示出了根据本发明的具有控制设备的谐振转换器的结构图；
[0027] 图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振转换器的控制设备的结构图；
[0028] 图5示出了与图4中设备相关联的电压的时间关系图；
[0029] 图6示出了根据本发明第二实施例的用于谐振转换器的控制设备的结构图；
[0030] 图7示出了与图6中设备相关联的电压的时间关系图；
[0031] 图8示出了根据本发明第三实施例的具有控制设备的谐振转换器的结构图；
[0032] 图9示出了根据本发明第三实施例的用于谐振转换器的控制设备的更详细的结构图；
[0033] 图10示出了与图9中设备相关联的电压的一部分时间关系图。
具体实施方式
[0034] 图3示出了根据本发明的具有控制设备100的谐振转换器。控制设备100控制谐振转换器的开关电路200；开关电路200包括至少一个半桥，该半桥包括连接在输入电压Vin和参考电压(优选为地GND)之间的至少第一Q1和第二Q2晶体管。半桥200适于产生周期性方波电压，该周期性方波电压的范围为从相应于输入电压Vin的高电压至相应于参考电压GND的低电压；半桥200驱动谐振电路300，谐振电路300优选地包括串联的电容器Cr和变压器10，该变压器10具有初级11和中间抽头次级12。变压器10的中间抽头次级12的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的阳极，两个二极管D1和D2的阴极都连接至电容器Cout和电阻Rout的并联电路；谐振转换器的输出电压Vout位于所述并联电路的两端，同时输出电流Iout流经所述并联电路。
[0035] 控制设备100适于根据控制设备之外的电容器Ct的放电或充电的时间周期来控制半桥200；控制设备100通常集成在硅芯片中。控制设备100来交替地控制将晶体管Q1和Q2导通和关断；控制设备100根据外部电容器Ct的充电时间周期Tc来控制将晶体管Q1或晶体管Q2导通，以及相应地将晶体管Q2或晶体管Q1关断。
[0036] 控制设备100包括电路装置101，其适于在指示了流经谐振电路的电流Is的信号Vs的过零值时同步所述电容器Ct的放电或充电的时间周期Tc的起始时刻Tstart，该信号Vs特别地可为在变压器10的初级11和地GND之间设置的电阻器Rs上的电压信号。设备100进一步包括适于在默认最小值Vv、GND和默认最大值Vp之间对电容器Ct进行充电和放电的装置102、104。
[0037] 控制设备100还包括适于在电容器Ct的充电或放电时间周期结束时控制将半桥的所述第一Q1或第二Q2晶体管关断的另外的装置102、103。所述另外的装置103尤其适于在时刻T1控制将半桥的所述第一Q1或第二Q2晶体管关断，在所述时刻T1所述电容器两端的电压达到所述最大值Vp或所述最小值Vv、GND。所述另外的装置103优选地适于在外部电容器Ct充电的时间周期结束时控制关断晶体管Q1，以及在外部电容器Ct放电的时间周期结束时控制关断晶体管Q2。装置103通过信号HSGD和LSGD驱动晶体管Q1和Q2。
[0038] 指示输出电压Vout或输出电流Iout的信号Ic优选地通过隔离耦合器400携带给设备100，隔离耦合器400例如为光耦；所述电流信号Ic优选地直接或间接用于从电路装置104对电容器Ct进行充电或放电。
[0039] 图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振转换器的控制装置的结构图。为了简单起见，假定所有镜像电路具有为1的镜像率。控制电流Ic(其由负反馈输出电压的控制环进行调节)从连接至运算放大器OA1的反向端的外部引脚取得，运算放大器OA1在其非反向端具有参考电压Vref；运算放大器OA1的输出控制双极性晶体管Q10以允许电流Ic传输向包括双极性晶体管Q20-Q3，Q20-Q4的电流镜像电路。双极性晶体管Q3向包括双极性晶体管Q5和Q6的另一镜像电路镜像电流Ic，同时双极性晶体管Q4向外部电容器Ct传输该电流Ic；双极性晶体管Q6允许电容器Ct向地GND放电。二极管D10连接在晶体管Q4和Q6之间以防止电容器Ct的放电电流流向晶体管Q4。装置104包括具有晶体管Q10的运算放大器OA1、电流镜像电路Q20-Q4以及晶体管Q8。
[0040] 首先，外部电容器Ct上的电压为0。属于装置102的并且适用于将电容器Ct两端的电压Vc与参考电压Vv进行比较的比较器CO2设置SR触发器FF1以使得其输出Q变为1。在延迟Td1后，其中Td1由在输入端具有触发器FF1的输出Q的单稳态设备MF1与端口AND1一起共同产生，端口AND1的输出LSGD变为高，并且半桥200的晶体管Q2导通。
[0041] 属于装置101的比较器CO1适用于将电压Vs与地GND相比较。如果CO1的输出首先为高，由此在输入接收比较器CO1的反向输出以及触发器FF1的输出Q的端口NAND1的输出为高；连接在晶体管Q4和地GND之间的晶体管Q8被导通，并且使得流经双极性晶体管Q4的电流流向地。
[0042] 当信号Vs变为负(由于Q1被导通，会出现谐振电路的寄生电流振荡)，比较器CO1的输出将变为低，端口NAND1的输入将都为高，由此其输出将变为低。晶体管Q8被关断并且从晶体管Q4镜像而来的电流通过二极管D10转移至电容器Ct。另一方面，触发器FF1的输出为低，接收所述信号 的端口NAD2的输出以及比较器CO1的输出为高，由此连接在晶体管Q5和Q6的公共基极端子与地GND之间的晶体管Q7被导通并且保持镜像电路Q5-Q6关断。来自晶体管Q4的电流Ic将对电容器Ct进行充电并且将在其上观察到具有斜率Ic/Ct的上升电压斜坡。当谐振电路的电流为负，即，该极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同(当半桥的晶体管Q2导通时，本质上为负)，这样的电压斜坡从时刻Tstart开始产生。
[0043] 一旦电容器Ct上的电压在时刻T1达到参考电压Vp，属于装置102并且适用于将电容器Ct两端的电压Vc与参考电压Vp相比较的比较器CO3，对SR触发器FF1进行复位，SR触发器FF1的输出Q变为0。这导致半桥被切换：输出LSGD立即变为0，并且在延迟Td1之后，端口AND2的输出HSGD变为高并且半桥的晶体管Q1被导通，其中Td1由MF1以及端口AND2共同产生。端口NAND1的输出被强制为高并且晶体管Q8导通；流经晶体管Q4的电流转移向地GND并且电容器Ct的充电斜坡被中断。反极性二极管D10隔离电容器Ct，从而防止其通过晶体管Q8放电。直至此时，镜像电路Q5-Q6被关断。然而，在端口NAND2的输入处，信号 现在为高，由此所述端口的输出取决于比较器CO1的状态。由于半桥的晶体管Q2的导通周期，当半桥被反向切换时，电流为负，由此比较器CO1的输出仍然为低，端口NAND2的输出为高，晶体管Q7被导通并且镜像电路Q5-Q6被关断；由此在电容器Ct上存在的电流为0而其电压恒定保持在约为值Vp。但是，由于切换，现在施加到谐振电路上的电压为正，由此在一个短的时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也将变为正。CO1的输出变为高，NAND2的输入都为高，其输出变为低，并且镜像电路Q5-Q6被导通并且通过对电容器Ct放电从电容器Ct中汲取出等于Ic的电流。其上将会观察到具有斜率-Ic/Ct的下降电压斜坡。当谐振电路的电流为正并且该极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的MOSFET晶体管Q1导通时，本质上为正)，这样的电压斜坡从该时刻开始产生。
[0044] 放电一直进行到电容器Ct上的电压Vc达到值Vv，此时比较器CO2再次对SR触发器FF1进行设置，并从而使得其输出Q为高，镜像电路Q5-Q6仍然为关断，并且停止电容器Ct的放电。端口NAND1的输出仍然为高，由于谐振电路的电流仍然为正并且比较器CO1的输出为高，晶体管Q8被导通并且二极管D10反极性。由此在电容器Ct上的电流为0而其电压恒定保持在约为Vv。
[0045] 但是，由于切换，现在施加在谐振电路上的电压为负，由此，在一个短的时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也将变为负。比较器CO1的输出变为低，由此，NAND1的输出也变为低，晶体管Q8被关断，流经晶体管Q4的电流再次对电容器Ct充电，从而开始一个新的切换周期。当谐振电路的电流为负，即，该极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的MOSFET晶体管Q2导通时，本质上为负)，该充电斜坡从该时刻开始产生。端口AND1和AND2属于装置103。
[0046] 其中通过Vv(例如等于1V)表示的电容器Ct的波形的下行电压以及由Vp(例如等于4V)表示的所述波形的峰值电压，可将描述电容器Ct在一半切换周期中的充电的等式可写为：
[0047]
[0048] 其中Tsw为晶体管Q1和Q2的切换时间周期。
[0049] 由此推出：
[0050] 由此，反馈电流Ic控制谐振电路的电流过零点与半桥随后的切换之间的时间间隔。由Φ表示谐振电流和半桥电压之间的相角，明显地，该控制影响角度π-Φ，由此确定时间Tc＝Tsw/2-Td。另一方面，明显的，具有以下关系：
[0051]
[0052] 由此：
[0053] 以及：
[0054] 其中Qt＝(Vp-Vc)Ct是在每个循环提供给电容器Ct以及从电容器Ct汲取的电荷。即，控制与相位(或者其与π的补)并不成正比，而是在半桥的切换周期的比例下，成倒数关系的。图5示出了电压Vs、Vc、比较器CO1输出上的电压Vcol以及信号HSGD以及LSGD的时间关系图。
[0055] 图6示出了根据本发明第二实施例的用于谐振转换器的控制设备的结构图；与图4的设备结构图相同的元件将具有相同的附图标记。控制电流Ic(其由负反馈输出电压的控制环调制)从连接至运算放大器OA1的反向端的外部引脚取得，运算放大器OA1在其非反向端具有参考电压Vref；运算放大器OA1的输出控制双极性晶体管Q10以允许电流Ic被传输向包括双极性晶体管Q20-Q30的电流镜像电路，双极性晶体管Q20-Q30连接至电源电压Vdd。当镜像电路Q20-Q30被导通时，即，当双极性晶体管Q50具有耦合在电源电压Vdd和晶体管Q20和Q30的基极端子之间的集电极和发射极时，其向外部电容器Ct镜像电流Ic以允许对外部电容器Ct进行充电；当其被导通时，晶体管Q40允许电容器Ct被快速放电至地GND，同时镜像电路Q20-Q30被关断以减小整体电流消耗。该最后的任务对于电路的操作并不重要。装置104包括具有晶体管Q10的运算放大器OA1、电流镜像电路Q20-Q30以及晶体管Q40。
[0056] 首先，外部电容器Ct上的电压Vc为0。初始化电路50设置触发器FF1的输入J和K分别为0和1，以使得输出Q为低(以及，由此，互补的 为高)，然后其设置J＝K＝1。由此，从现在开始，触发器FF1在自比较器CO3向其异步输入端施加的每个上升沿将作为触发器开关，比较器CO3属于装置102并且适用于将电容器Ct两端的电压Vc与参考电压Vp进行比较。 被设置为高，在一个Td1的延迟后，其中Td1由在输入端具有触发器FF1的输出Q的单稳态设备MF1与端口AND1一起共同产生，输出LSGD变为高，并且半桥200的晶体管Q2导通。如果属于装置101的比较器CO1的输出首先为高，在输入处接收比较器CO1的输出以及触发器FF1的输出Q的异或端口XOR1的输出因此为高；连接在电源电压Vdd与地GND之间的双极性晶体管Q40导通，其中双极性晶体管Q40通过两个串联的电阻R1和R2与电源电压Vdd相连，基极端连接至两个电阻R1和R2的公共端的晶体管50也被导通，从而镜像电路Q20-Q30被关断并且电容器Ct不被充电。
[0057] 当信号Vs变为负(由于Q1被导通，会出现谐振电路的寄生电流振荡)，比较器CO1的输出将变为低，端口XOR1的输入将都为高，由此其输出将变为低。晶体管Q40被关断，晶体管Q50也相应的被关断，镜像电路Q20-Q30被导通，由此，流经晶体管Q30的电流对电容器Ct进行充电并且将在其上观察到具有斜率Ic/Ct的上升电压斜坡。当谐振电路的电流为负，即，该极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的晶体管Q2导通时，本质上为负)，这样的电压斜坡从该时刻瞬间开始产生。
[0058] 一旦电容器Ct上的电压Vc达到参考电压Vp，比较器CO3的输出变为高，从而反转触发器FF1输出的状态，其输出Q变为1(以及 变为0)。这导致半桥被切换：输出LSGD立即变为0，并且在延迟Td1之后，输出HSGD变为高并且半桥200的晶体管Q1被导通，其中Td1由单稳态设备MF1以及端口AND2共同产生。信号Vs仍然为负，由此比较器CO1的输出为低，端口XOR1的输出被强制为高，因此晶体管Q40被导通，以迅速将电容器Ct放电至零。同时，晶体管Q40还导通晶体管Q50，该晶体管Q50关断镜像电路Q20-Q30。这种情况在电压Vs为负时一直保持。
[0059] 但是，由于切换，现在施加到谐振电路上的电压为正，因此，在短时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也变为正。比较器CO1的输出变为高，端口XOR1的输入都为高，其输出变为低，晶体管Q40和Q50关断，并且镜像电路Q20-Q30被导通，由此以电流Ic对电容器Ct进行充电。其上将会观察到具有斜率Ic/Ct的上升电压斜坡。当谐振电路的电流为正、即其极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的晶体管Q1导通时，本质上为正)，这样的电压斜坡从该时刻开始产生。
[0060] 放电一直进行到电容器Ct上的电压再次达到值Vp，CO3的输出变为高，由此反转FF1的输出的状态，使其输出Q变为0(以及 变为1)。这导致半桥被切换：输出HSGD立即变为0，并且在延迟Td之后，输出LSGD变为高并且半桥的晶体管Q2被导通，其中Td由MF1以及端口AND1共同产生。电压信号Vs仍然为正，由此CO1的输出为高，端口XOR1的输出被强制为高，因此晶体管Q40被导通，以迅速将电容器Ct放电至零。同时，晶体管Q40还导通晶体管Q50，该晶体管Q50关断镜像电路Q20-Q30。这种情况在电压Vs为正时一直保持。
[0061] 但是，由于切换，现在施加在谐振电路上的电压为负，由此，在短时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也将变为负。比较器CO1的输出变为低，由此，端口NAND1的输出也变为低；晶体管Q40被关断，流经晶体管Q30的电流再次对电容器Ct充电，由此开始一个新的切换周期。再次，当谐振电路的电流为负，即，其极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的晶体管Q2导通时，本质上为负)，这样的充电斜坡从该时刻开始产生。端口AND1和AND2属于装置103。
[0062] 即使在这种情况中，反馈电流Ic对在谐振电路的电流过零点与半桥随后的切换之间的时间间隔进行控制。描述该电路的操作的等式与为图4中的电路所给出的等式完全相同。
[0063] 图7示出了电压Vs、Vc、比较器CO1的输出上的电压Vcol、以及信号HSGD和LSGD的时间关系图。
[0064] 图8示出了根据本发明第三实施例的具有控制设备100的谐振转换器，其中相同的元件采用与先前实施例中相同的附图标记。控制设备100控制谐振转换器的开关电路200；开关电路200包括至少一个半桥，该半桥包括连接在输入电压Vin和参考电压(优选的为地GND)之间的至少第一Q1和第二Q2晶体管。半桥200适于产生周期性方波电压，该周期性方波电压的范围为从相应于输入电压Vin的高电压至相应于参考电压GND的低电压；半桥200驱动谐振电路300，谐振电路300优选地包括串联的电容器Cr和具有初级11和中间抽头次级12的变压器10。变压器10的中间抽头次级12的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的阳极，两个二极管D1和D2的阴极都连接至电容器Cout和电阻Rout的并联电路；谐振转换器的输出电压Vout位于所述并联电路的两端，同时输出电流Iout流经所述并联电路。
[0065] 控制设备100适于根据控制设备之外的电容器Ct的充电时间周期来控制半桥200；控制设备100通常集成至硅芯片中。控制设备100交替地控制晶体管Q1和Q2的导通和关断；
控制设备100根据外部电容器Ct的充电时间周期Tc来控制将晶体管Q1或晶体管Q2导通，以及相应地将晶体管Q2或晶体管Q1关断。
[0066] 控制设备100包括电路装置101，其适于在指示了流经谐振电路的电流Is的信号Vs的过零值时同步所述电容器Ct的充电时间周期Tc的起始时刻Tstart，该信号Vs特别地为在变压器10的初级11和地GND之间设置的电阻器Rs上的电压信号。设备100进一步包括装置105，其适用于产生具有与开关周期Tsw的持续时间成比例的值的电压Vpp，以及适于将电容器Ct在参考电压(优选为GND)和电压Vpp之间进行充电和放电的装置102、104。
[0067] 控制设备100包括适于在电容器Ct的充电或放电时间周期结束时控制将半桥的所述第一Q1或第二Q2晶体管关断的装置102、103。装置103尤其适于在时刻T1控制将半桥的所述第一Q1或第二Q2晶体管关断，在时刻T1所述电容器两端的电压达到所述电压Vpp。装置103优选为适于在切换周期Tsw期间，在外部电容器Ct充电的时间周期Tc结束时控制关断晶体管Q1，以及在外部电容器Ct的下一充电时间周期Tc控制关断晶体管Q2。装置103通过信号HSGD和LSGD驱动晶体管Q1和Q2。
[0068] 指示输出电压Vout或输出电流Iout的信号Ic优选地通过隔离耦合器400携带给设备100，隔离耦合器400例如为光耦；所述电流信号Ic优选地直接或间接用于从电路装置104对电容器Ct进行充电或放电。
[0069] 图9示出了根据本发明第三实施例的用于谐振转换器的控制装置的更详细的结构图。为了简单起见，假定所有电流镜像电路具有为1的镜像率。控制电流Ic(其由负反馈输出电压的控制环调节)从连接至运算放大器OA1的反向端的外部引脚取得，运算放大器OA1在其非反向端具有参考电压Vref；运算放大器OA1的输出控制双极性晶体管Q10以允许电流Ic传输向包括双极性晶体管Q20-Q30的电流镜像电路，双极性晶体管Q20-Q30连接至电源电压Vdd。当镜像电路Q20-Q30导通时，即，当具有连接在电源电压Vdd以及晶体管Q20和Q30的基极端子之间的集电极和发射极的双极性晶体管Q50关断时，它向外部电容器Ct镜像电流Ic，由此允许电容器Ct被充电；当晶体管Q40导通，其允许电容器Ct被快速放电至地GND，同时关断镜像电路Q20-Q30以减小总电流损耗。后一任务对于电路的操作并不重要。装置104包括具有晶体管Q10的运算放大器OA1、电流镜像电路Q20-Q30以及晶体管Q40。
[0070] 首先，外部电容器Ct上的电压Vc为0。初始化电路50设置触发器FF1的输入J和K分别为0和1，以使得输出Q为低(以及，由此，互补的 为高)，然后其设置J＝K＝1。由此，从现在开始，触发器FF1将在由比较器CO3向其异步输入端施加的每个上升沿作为触发器开关，比较器CO3属于装置102并且适用于将电容器C两端的电压Vc与电压Vpp进行比较。 被设置为高，在一个等于Td1的延迟后，Td1由在输入端具有触发器FF1的输出Q的单稳态设备MF1与端口AND1一起共同产生，输出LSGD变为高，并且半桥200的晶体管Q2导通。如果属于装置101的比较器CO1的输出首先为高，在输入处接收比较器CO1的输出以及触发器FF1的输出Q的异或端口X-OR1的输出为高；连接在电源电压Vdd以及地GND之间的双极性晶体管Q40导通，其中双极性晶体管Q40通过串联的两个电阻R1和R2与电源电压Vdd相连，具有连接至两个电阻R1和R2的公共端的基极端的晶体管50也被导通，以使得镜像电路Q20-Q30被关断并且电容器Ct不被充电。
[0071] 当信号Vs变为负(由于Q1被导通，谐振电路会出现寄生电流振荡)，比较器CO1的输出将变为低，端口XOR1的输入将都为高，由此其输出将变为低。晶体管Q40关断，晶体管Q50也相应地被关断，镜像电路Q20-Q30被导通，由此，流经晶体管Q30的电流对电容器Ct进行充电并且将在其上观察到具有斜率Ic/Ct的上升电压斜坡。当谐振电路的电流为负，即，其极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同(当半桥的晶体管Q2导通时，本质上为负)时，这样的电压斜坡从该时刻开始产生。
[0072] 一旦电容器Ct上的电压Vc达到电压Vpp，比较器CO3的输出变为高，由此将触发器FF1输出的状态反转，其输出Q变为1(以及 变为0)。这导致半桥被切换：输出LSGD瞬时变为0，并且在延迟Td1之后，输出HSGD变为高并且半桥200的晶体管Q1被导通，其中Td1由单稳态MF1以及端口AND2共同产生。信号Vs仍然为负，由此比较器CO1的输出为低，端口XOR1的输出被强制为高，因此晶体管Q40被导通，以迅速将电容器Ct放电至零。同时，晶体管Q40还导通晶体管Q50，该晶体管Q50关断镜像电路Q20-Q30。这种情况在电压Vs为负时一直保持。
[0073] 但是，由于切换，现在施加到谐振电路上的电压为正，由此在一个短的时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也变为正。比较器CO1的输出变为高，端口XOR1的输入都为高，其输出变为低，晶体管Q40和Q50关断，并且镜像电路Q20-Q30导通，由此以电流Ic对电容器Ct进行充电。其上将会观察到具有斜率Ic/Ct的上升电压斜坡。当谐振电路的电流为正，即其极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同时(当半桥的晶体管Q1导通时，本质上为正)，这样的电压斜坡从该时刻开始产生。
[0074] 该充电一直继续到电容器Ct上的电压再次达到值Vpp，CO3的输出变为高，由此反转FF1的输出的状态，其输出Q变为0(以及 变为1)。这导致半桥被切换：输出HSGD瞬时变为0，并且在延迟Td之后，输出LSGD变为高并且半桥的晶体管Q2被导通，其中Td由MF1以及端口AND1共同产生。信号Vs仍然为正，由此CO1的输出为高，端口XOR1的输出被强制为高，因此晶体管Q40被导通，从而迅速将电容器Ct放电至零。同时，晶体管Q40还导通晶体管Q50，该晶体管Q50关断镜像电路Q20-Q30。这种情况在电压Vs为正时一直保持。
[0075] 但是，由于切换，现在施加在谐振电路上的电压为负，由此，在一个短的时间之后，谐振电路的电流以及电压Vs也将变为负。比较器CO1的输出变为低，由此，端口XOR1的输出也变为低；晶体管Q40被关断，流经晶体管Q30的电流再次对电容器Ct充电，由此开始一个新的切换周期。再次，当谐振电路的电流为负，即，其极性与施加到谐振电路本身的电压的极性相同(当半桥的晶体管Q2导通时，本质上为负)时，这样的充电斜坡从该时刻开始产生。端口AND1和AND2属于装置103。
[0076] 即使在这种情况中，反馈电流Ic对在谐振电路的电流过零点以及半桥随后的切换之间的时间间隔进行控制。
[0077] 电压Vpp由装置105产生，装置105适用于产生与切换周期Tsw成比例的信号Vpp。
[0078] 装置105包括运算放大器OA2，运算放大器OA2在其非反向端具有参考电压Vref，其反向端连接至与外部电阻Rt相连接的外部引脚，从该外部引脚输出电流Im＝Vref/Rt；运算放大器OA2的输出控制双极晶体管Q90，双极晶体管Q90允许电流Im传输向包括双极性晶体管Q80-Q70的电流镜像电路，双极性晶体管Q80-Q70连接到电源电压Vdd并且适用于将电流Im以镜像率h镜像至电容器Ch，电容器Ch连接在晶体管Q70的集电极端和地GND之间，由此允许当具有连接在电容器Ch的端子的集电极和发射极的双极性晶体管Q60关断时，电容器Ch被充电。晶体管Q60的基极端子由触发器FF1输出的信号 控制，其在触发器FF1的输出 为低的时间发生，该时间即为在信号LSGD变为低的时刻以及信号HSGD变为低的时刻之间的所有时间，其实质上与切换周期Tsw的第一半周期相对应。相反，当晶体管Q60被导通时所述电流h Im转移至地，其在触发器FF1的输出 为高时发生，其中该时间即为在信号HSGD变为低的时刻以及信号LSGD变为低的时刻之间的所有时间，其实质上与切换周期Tsw的第二半周期相对应。
[0079] 相应地，在切换周期的一半周期期间，其中信号HSGD为高(并且Q60关断)，在电容器Ch上将观察到电压斜坡，而在切换周期的另一半周期期间，其中信号LSGD为高(并且Q60导通)，该电压基本上保持为零。
[0080] 装置105包括采样器500，采样器500的对上升沿敏感的控制输入由信号 驱动，并且适用于对电容器Ch上的电压进行采样。
[0081] 参考图10，示出了电压Vs、Vc、比较器CO1的输出上的电压Vcol、信号HSGD和LSGD、电压Vpp以及电容器Ch端子上的电压Vch的时间关系图，其中在晶体管Q60关断时的一半切换周期期间，电容器Ct上的电压如下所示：
[0082]
[0083] 以及当信号 变为高时，其在该一半切换周期Tsw/2结束时达到峰值：
[0084] 在同一时刻，采样器500对电容器Ch上的电压进行采样，因此：
[0085] 由此电压Vpp是与切换周期Tsw成比例的连续电平。
[0086] 应该注意，对电容器Ch进行放电的晶体管Q6在一个短延迟Td之后导通以避免错误，其中延迟Td由延迟模块相应于采样时间给定。
[0087] 还应当注意，所描述的系统实际测量一半切换周期的持续时间并且所述值在下一半周期再次使用。在对整个切换周期或者每半个周期进行测量的情况下对上述电路的改动，对本领域技术人员是显而易见的，在此不再描述。描述在每半个切换周期期间电容器Ct的充电的等式，参考图10的图，可以为：
[0088] 其中：
[0089] 利用前述等式对Ic求解从而得到：
[0090]
[0091] 由Φ表示谐振电流和半桥电压之间的相角(为正，这是由于电流迟于电压，如图10所示)，将有下面的描述：
[0092]
[0093] 由此：
[0094] 以及由此：
[0095]
[0096] 后一个等式表明控制与相位(或者其与π的补)并不成正比，而是与 成比例。
[0097] 通过后一个等式以及限制电流Ic的可变范围，Φ的可变范围可被限制，其中限制电流Ic的可变范围可通过使用电阻而简单地实现。可简单地验证，范围在0和90°(0，π/2rad)之间的相位，在电流Ic极值之间的比率为2。
[0098] 在构造硅集成电路中，镜像率h和k优选地彼此之间不会选择为相差太大，可能的话应相等：由此，采用“匹配”技术，虽然它们各自的值具有很大的静态偏差，但是它们的比值具有很小的静态偏差。对于电容Ct和Ch来说也是这样，它们可便利地选择为彼此相等。由于电压参考的精度也很高并且低公差电阻可以被简单的找到并且成本划算，因此由后一个等式描述的控制值和相位Φ之间的关系则具有很高的精确度。
[0099] 通过本发明第三实施例的用于谐振电路的控制设备，转换器的操作限制的设定可与谐振电路的参数偏差无关，从而改进控制的力度。
