用于反馈抑制的方法和设备

摘要

本发明涉及用于反馈抑制的方法和设备。本发明涉及用于减小助听器中的反馈的方法和设备。该方法具有如下步骤，即，在第一时刻在从信号处理装置经过电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经过声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径上采集第一反馈传输函数。在一个步骤中，根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数。借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数，其中，根据加权的平均值函数确定自适应滤波器的系数。将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号中导出的信号。

权利要求

1.一种用于减小助听器中的反馈的方法，其中，助听器具有声电转换器、信号处理装置、反馈抑制装置和电声转换器，其中，该方法具有如下步骤：求出在从信号处理装置经过电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经过声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径上的第一反馈传输函数；

根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数；

借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数，其中，根据加权的平均值函数确定自适应滤波器的系数；

将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号中导出的信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在不同的时刻求出多个反馈传输函数，并且根据所述多个反馈传输函数确定加权的平均值函数。

3.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，通过在助听器中估计反馈传输函数来求出第一反馈传输函数。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其中，通过测量第一反馈传输函数来求出第一反馈传输函数。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其中，该方法在多个不相交或者仅部分地重叠的频率范围中实施。

6.根据权利要求1或2所述的方法，其中，该方法在应用自适应滤波器的步骤之后以确定加权的平均值函数的步骤继续，其中，将第二反馈传输函数与第一反馈传输函数一起用于形成加权的平均值函数，并且估计新的第二反馈传输函数。

7.一种用于减小助听器中的反馈的方法，其中，助听器具有声电转换器、信号处理装置、反馈抑制装置和电声转换器，其中，该方法具有如下步骤：求出在从信号处理装置经过电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经过声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径上的第一反馈传输函数；

根据第一反馈传输函数的幅值确定多个脉冲响应参数；

借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数，其中，根据所述脉冲响应参数更新自适应滤波器的系数，其中，自适应滤波器的自适应速度通过所述脉冲响应参数的函数形成；

将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号中导出的信号。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，根据第一反馈传输函数通过幅值的平滑函数来求出所述脉冲响应参数。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，对于关于所述脉冲响应参数的平滑函数的自变量中的幅值的单调减小的区域，在该区域中降低自适应滤波器的自适应速度。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，借助NLMS算法更新自适应滤波器的系数，其中，用于更新自适应滤波器的系数的NLMS算法的矢量步幅项是借助所述脉冲响应参数形成的，并且其中，根据第一反馈传输函数，借助幅值的平滑函数确定所述脉冲响应参数。

11.一种助听器，其中，助听器具有声电转换器、信号处理装置、反馈抑制装置和电声转换器，其中，助听器设计为，求出在从信号处理装置经过电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经过声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径上的第一反馈传输函数；

根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数和/或多个脉冲响应参数；

借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数，其中，根据加权的平均值函数确定和/或根据所述脉冲响应参数更新自适应滤波器的系数；

将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号中导出的信号。

12.根据权利要求11所述的助听器，其中，助听器设计为在不同的时刻求出多个反馈传输函数，并且根据所述多个反馈传输函数确定加权的平均值函数。

13.根据权利要求11或12所述的助听器，其中，反馈抑制装置是信号处理装置的一部分。

14.根据权利要求11或12所述的助听器，其中，助听器设计为，在多个不相交或者部分地重叠的频率范围中，求出在从信号处理装置经过电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经过声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径上的第一反馈传输函数；

根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数和/或多个脉冲响应参数；

借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数，其中，根据加权的平均值函数确定和/或根据所述脉冲响应参数更新自适应滤波器的系数；

将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号中导出的信号。

15.根据权利要求11或12所述的助听器，其中，助听器设计为，在应用自适应滤波器之后重新确定加权的平均值函数，其中，将第二反馈传输函数与第一反馈传输函数一起用于形成加权的平均值函数，并且助听器设计为估计新的第二反馈传输函数。

说明书

用于反馈抑制的方法和设备

技术领域

[0001] 本发明涉及一种用于反馈抑制的方法以及一种用于实施该方法的设备。在根据本发明的方法中，估计反馈传输函数，匹配用于抑制反馈的自适应滤波器的系数，并且将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号导出的信号。

背景技术

[0002] 助听器是用于为听障者提供听力帮助的可佩戴助听设备。为了迎合大量的个性化需求，提供了不同的构造形式的助听器，诸如耳后助听器(HdO)、具有外部听筒的助听器(RIC：耳道内接收器(receiver in the canal))和耳内助听器(IdO)、还例如外耳助听器或者耳道助听器(ITE、CIC)。示例性列举的助听器是佩戴在外耳上或耳道中的。但是，此外，市面上还有骨传导助听器、植入式或振动感知助听器。在此，以机械方式或者电气方式实现对受损听力的刺激。

[0003] 助听器通常具有输入转换器、放大器和输出转换器作为主要部件。输入转换器通常是声电转换器、例如麦克风和/或电磁接收器、例如感应线圈。输出转换器通常实现为电声转换器、例如微型扬声器或者电子机械式转换器、例如骨传导听筒。放大器通常集成到信号处理装置中。供电通常通过电池或者可充电的蓄电池来实现。

[0004] 由于麦克风与电声输出转换器之间的大的空间附近环境而总是存在如下风险，即，声学信号作为声音通过空气经由通气孔、即在耳道壁与助听器或助听器的耳机(Ohrstück)之间或者在助听器内部的间隙传输，或者还作为固体声 经由助听器本身传输。在此，如果从助听器中的信号处理和在输出转换器与麦克风之间的反馈路径上的衰减中得出的反馈回路的总增益大于1，则在信号合适地相移时，尤其当相移是0或者为2*Pi的整数倍时，可能沿着该反馈回路形成振荡，其对于佩戴者表现为不舒服的呼啸。

[0005] 从现有技术中已知不同的用于抑制助听器中的反馈噪声的措施。一个可能性是在助听器中设置自适应滤波器，该自适应滤波器的系数根据以不同方式求出的、反馈路径的响应函数导出。在此，借助按照平方误差的归一化的最小偏差(normalized least mean square(归一化的最小均方)，NMLS)的数学方法来确定自适应滤波器的相应的系数变化。在此，通过步幅μ影响自适应滤波器可以进行自适应的速度。如果步幅大，则自适应滤波器可以快速追踪，如果步幅小，则滤波器在变化小时更好地表示输入函数。

[0006] 从公开文献C.Antweiler、A.Schiffer和 所著的“Accoustic Echo Control with Variable Individual Step Size”，Proc.IWAENC，第15至18页，挪威，1995中例如已知，分别针对与较大的时间延迟对应的系数，根据该时间延迟以指数型下降对步幅μ进行加权。这是从如下普通知识中导出的，即，衰减的振动的激励随时间而指数型下降。因为实际的脉冲响应是由具有不同衰减时间的多个不同的衰减振动组成的，所以形成了偏差。

[0007] 从出版物Benesti、Sondhi、Huang所著的Handbook of Speech Processing，第6.6.4章，第114页，Springer出版社，2008中已知的是，以如下因子对系数进行加权，该因子与该系数早先的值成比例。然而如果反馈路径改变，由此脉冲响应改变，则自适应滤波器对于具有之前小的值的系数缓慢收敛。

发明内容

[0008] 因此，本发明的任务是提供一种方法和一种设备，其中改进了反馈抑制。

[0009] 该任务通过根据本发明的方法以及通过根据本发明的设备来解决。

[0010] 根据本发明的方法涉及一种用于减小助听器中的反馈的方法。助听器具有声电转换器、信号处理装置、反馈抑制装置和电声转换器。

[0011] 在根据本发明的方法的一个步骤中，在第一时刻求出第一反馈传输函数。该反馈传输函数表示从信号处理装置经由电声转换器、从电声转换器至声电转换器的声学信号路径以及经由声电转换器返回到信号处理装置的反馈路径。该声学信号路径取决于头部的环境并且例如当佩戴者移动时改变。该求出例如可以包括在实验室中测量不同的反馈传输函数，或者还可以包括借助诸如NLMS的近似法在助听器在佩戴者的耳朵上运行时进行估计。

[0012] 在根据本发明的方法的一个步骤中，根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数和/或多个脉冲响应参数。为此例如可以形成幅度的值的包络函数，或者借助低通滤波器或带通滤波器平滑的幅度平方的函数，其反映了脉冲响应关于相对于脉冲激励的时间延迟的能量。

[0013] 尤其是，关于相对于脉冲激励的时间延迟来求解脉冲响应参数，即，对于时间延迟的不同的值确定不同的脉冲响应参数。在此，优选根据幅度的值的包络函数或者借助低通滤波器或带通滤波器平滑的幅度平方的函数的不同的函数值来确定各个脉冲响应参数。尤其从取决于第一反馈传输函数的加权的平均值函数中确定脉冲响应参数。加权的平均值函数在该情况下形成关于第一反馈传输函数和其它反馈传输函数的加权的平均值，其中，优选对于各个用以求解反馈函数的时间延迟按点来实现求平均。

[0014] 脉冲响应参数优选与反馈路径的脉冲响应具有直接的相关性，该反馈路径由第一反馈传输函数或者由多个反馈传输函数的加权的平均值函数表示。在此，反馈路径的脉冲响应尤其通过时间分辨的幅度给出，其具有在反馈路径中通过测试脉冲激励的信号。

[0015] 在该方法的另一步骤中，借助自适应滤波器估计第二反馈传输函数。优选地，该估计在不同的第二时刻进行。在此，根据加权的平均值函数来确定和/或根据脉冲响应参数来更新用于抑制反馈信号的自适应滤波器的系数，其中，通过脉冲响应参数的函数来形成自适应滤波器的自适应速度。

[0016] 例如，在一个估计方法中，当前的估计函数从过去的估计值和对于过去的估计值与实际值的偏差的估计中形成。为了估计脉冲响应，例如可能的是，在不同的系数中分别考虑具有不同的延迟的分量。又可以通过从示例性或者过去的脉冲响应的平均值函数中得出的经验值依赖性地对不同的系数的变化的权重进行加权。

[0017] 在此，根据定义，自适应滤波器的自适应速度是自适应滤波器对要估计的反馈传输函数的变化做出反应和由此该反馈传输函数对该变化“自适应”的速度。在自适应速度高的情况下，自适应滤波器快速地对要由反馈传输函数表示的反馈路径中的变化做出反应，由此，由变化引起的激励可以快速地得到抑制。然而，在自适应速度小的情况下，自适应滤波器更稳定，从而由于更高的惯性而可以在输出信号中通过反馈抑制更好地避免可以听到的人工声音(Artefakte)。通过以通过脉冲响应参数的函数形成自适应速度的方式来更新自适应滤波器的系数，可以通过脉冲响应参数来控制自适应性能。

[0018] 尤其是，在此，用于自适应速度的脉冲响应参数的函数使得，对于存在基于脉冲响应参数的反馈路径的较强的脉冲响应的、相对于脉冲激励的时间延迟，自适应滤波器快速地根据反馈路径中的变化自适应，而在不存在基于脉冲响应参数的反馈路径的显著的脉冲响应的、相对于脉冲激励的时间延迟的情况下，自适应滤波器缓慢地根据反馈路径中的变化自适应。这例如通过如下方式实现，即，使用所基于的反馈路径中的脉冲响应的在时间上平滑的幅值的单调函数作为脉冲响应参数，并且分别通过相应的脉冲响应参数的同一单调函数形成在相对于脉冲激励的不同的时间延迟的情况下的自适应速度。

[0019] 由此实现了，通过其系数估计第二反馈传输函数的自适应滤波器在所估计的反馈路径处，尤其在该反馈路径具有高脉冲响应处特别快地进行改变。在此，通过不从第二反馈传输函数本身中求出脉冲响应参数，而是根据第一反馈传输函数或者加权的平均值函数(其优选可以被选作在所给出的具有相应的反馈路径的听力情景下可能的反馈传输函数的典型代表)求出脉冲响应参数，可以避免例如由于反馈路径中的音调激励而造成的错误的自适应，因为系数的更新不再仅取决于错误的估计，而是现在还取决于外部的参考。

[0020] 在根据本发明的方法的另一步骤中，将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号导出的信号。例如可能的是，借助自适应滤波器从声学信号中滤除或者抑制反馈分量，方法是，自适应滤波器将音频信号与带有相反符号的、与该反馈分量近似相同的信号混合。

[0021] 通过根据本发明的用于确定系数的方法将来自过去的反馈传输函数的、加权形式的经验用于确定当前的系数组，使得能够以有利的方式更快速和更精确地估计当前的反馈传输函数，由此更有效和更精确地抑制反馈，以通过反馈抑制减小人工声音。有利地，将自适应滤波器的系数匹配为使得在反馈脉冲响应的包含许多能量的区域中保证快速的自适应，而具有低能量的区域仅经历缓慢的自适应。具有低能量的区域并不贡献于由反馈引起呼啸的风险，由此在这些区域中重要的是，通过缓慢的自适应确保最大程度上的无人工声音。通过使用包络函数而保证了，在反馈脉冲响应中的过零点附近的区域不会错误地导致缓慢的自适应。通过在时间上求平均而保证了，短期的波动不会导致错误的自适应。

[0022] 根据本发明的用于实施该方法的助听器共享根据本发明的方法的优点。

[0023] 在从属权利要求中给出了本发明的其它有利的改进方案。

[0024] 在根据本发明的方法的一个可能的实施方式中，在不同的时刻确定多个反馈传输函数，并且根据该多个反馈传输函数确定加权的平均值函数。

[0025] 于是有利地可能的是，反馈抑制装置在较长的时段上从反馈传输函数中形成平均值函数，或者尤其是考虑具有非常不同的特性的反馈传输函数。

[0026] 在根据本发明的方法的一个可能的实施方式中，通过在助听器中估计反馈传输函数来求出第一和第二反馈传输函数。

[0027] 有利地，可以将助听器在运行中匹配于佩戴者的环境，并且为其提供更好的、具有更少反馈和人工声音的功能性。

[0028] 在该方法的一个可能的实施方式中，通过测量反馈传输函数来求出第一反馈传输函数。

[0029] 有利地，测量使得能够更精确地采集特定的听力情景，并且还在佩戴者的首次使用之前就已经为助听器提供平均值函数，从而能够在没有训练阶段的情况下由佩戴者使用。

[0030] 在该方法的一个可能的实施方式中，反馈抑制装置实现为信号处理装置的一部分，从而信号处理装置执行该方法的步骤。

[0031] 有利地，于是可以减少助听器的部件的数量，并且在确定系数时例如通过访问共同的数据来利用协同效应。

[0032] 在根据本发明的方法的一个可能的实施方式中，该方法在多个不相交或者部分地重叠的频率范围中实施。

[0033] 这使得助听器能够在不同的频率中对于不同的反馈条件做出反应，并且将该方法匹配于该反馈条件。例如，由于激励的振动的衰减较高，在高频时可以考虑较短的滤波器长度，或者在较低频率时可以考虑较小的采样率。

[0034] 在该方法的一个可能的实施方式中，在应用自适应滤波器的步骤之后以确定加权的平均值函数的步骤继续，其中，将第二反馈传输函数与第一反馈传输函数一起用于形成加权的平均值函数，并且估计新的第二反馈传输函数。

[0035] 于是可以有利地进行自适应滤波器和步幅的持久更新，从而在反馈条件改变时也可以实现快速收敛以及小的人工声音。

[0036] 在该方法的一个优选的实施方式中，根据第一反馈传输函数，通过幅值的平滑函数求出脉冲响应参数。包括了第一反馈传输函数以及不同的反馈传输函数的加权的平均值函数来作为第一反馈传输函数的相关性。尤其，在此将反馈传输函数或者加权的平均值函数构建为脉冲响应函数，使得幅值的平滑函数是与反馈传输函数对应的反馈路径对于相对于脉冲激励的不同的时间延迟的脉冲响应的值的优选时间上的平滑。优选地，平滑函数在此构建为幅值的包络线。优选地，将包络线关于与自适应滤波器相关的参考值或者关于幅值的最大值归一化。通过基于脉冲响应参数的幅值的函数的优选时间上的平滑可以实现的是，脉冲响应参数在相应的区域中不受具有大绝对值的振荡的幅度的随机落到相应的时间延迟上的过零点影响，由此不错误地对于相应的时间延迟将自适应速度选择得过小。

[0037] 在另一适宜的实施方式中，对于关于脉冲响应参数的平滑函数的自变量中的幅值的单调减小，在该区域中降低自适应滤波器的自适应速度。

[0038] 基于脉冲响应参数的第一反馈传输函数或加权的平均值函数优选是在具有相应的反馈路径的给定听力情景中可能的反馈传输函数的典型代表。如果在该第一反馈传输函数或加权的平均值函数中，对于相对于脉冲激励的时间延迟的特定区域，幅值单调减小，则这意味着这种反馈路径通常在该区域中提供相应地减小的值用于反馈。相应地，在估计第二反馈传输函数时，对于该区域也减小自适应速度。

[0039] 有利地，由此可以实现的是，不会由于例如通过输入信号中的声调激励造成的错误自适应而错误地在这些区域中不必要地提高自适应速度，这会在输出信号中导致不希望的人工声音。

[0040] 在另一有利的实施变型方案中，借助NLMS算法更新自适应滤波器的系数，其中，借助脉冲响应参数形成用于更新自适应滤波器的系数的NLMS算法的矢量步幅项，并且其中，根据第一反馈传输函数，借助幅值的平滑函数来求出脉冲响应参数。

[0041] NLMS算法(“归一化的最小均方”)是一种尤其是经常用于抑制反馈的滤波器，其根据输出信号和误差信号通过步幅更新滤波器的现有的系数。此后，将滤波器的各个系数以其相应的时间次序、即相对于脉冲激励的时间延迟应用于从输入信号导出的信号。通过将用于更新系数的步幅根据脉冲响应参数形成为矢量，可以根据反馈路径中的脉冲响应来选择对于对变化的自适应更新每个系数的步幅，从而一方面足够快速地进行自适应，以便采集输入信号中通过激励引起的突然变化，另一方面却可以避免人工声音。

[0042] 根据本发明的设备分享根据本发明的方法的优点。

附图说明

[0043] 结合下面对借助附图详细阐述的实施例的描述，上面描述的本发明的特性、特征和优点以及实现其的方式方法变得可以更为清楚和显然地理解。其中：

[0044] 图1以功能模块示出了根据本发明的助听器的示例性示意图；

[0045] 图2示出了根据本发明的方法的示意性流程图；

[0046] 图3示出了具有反馈路径的示例性脉冲响应的曲线图；

[0047] 图4示出了具有对脉冲响应的示例性平均值函数的曲线图；

[0048] 图5示出了具有示例性加权系数的曲线图；

[0049] 图6以两个曲线图示出了具有矢量步幅的自适应的相对反应能力；以及[0050] 图7以一个曲线图示出了具有矢量步幅的自适应的相对稳定性。

具体实施方式

[0051] 图1示出了根据本发明的助听器100的示意性功能模块图。根据本发明的助听器具有声电转换器2，其将通常作为空气声d(k)被记录的机械振动转换为电信号m(k)。通常声电转换器2是一个或多个麦克风，其通常电容型地构建，并且部分地也以微机械方式构建为由硅制成的MEMS麦克风。在此可能的是，将多个麦克风的信号连接在一起作为具有方向特性的麦克风。在该情况下，信号m(k)优选地是具有方向特性的信号。

[0052] 助听器100还具有信号处理装置3，其设计为优选根据频率放大输入的信号e(k)，从而可以补偿佩戴者的听力损失和将在佩戴者的听觉域以下的轻声提升到其听觉域以上的区域中。为此，信号处理装置3例如可以具有滤波器组。

[0053] 信号处理装置3的可能的其它功能是动态压缩、听力情况的分类、噪声抑制、麦克风的方向特性的控制、当助听器100经由未示出的通信接口与第二助听器100信号连接时的双耳信号处理。

[0054] 此外，助听器具有电声转换器4，其实施为扬声器或听筒。电声转换器4可以在耳后助听器100中布置在耳后的壳体中，并且将声音经由声管传输至佩戴者耳道中的耳机。在HdO助听器中还可能的是，将电声转换器4布置在佩戴者的耳道中，并且经由电信号连接获得待输出的信号。最后，助听器100还可以是耳内或CiC(完全在耳道中)助听器，从而助听器的所有部件都布置在佩戴者的耳道处或其中。

[0055] 在电声转换器4与声电转换器2之间总是存在反馈路径g(k)，经由其可以将声学能量传输回声电转换器2。反馈路径可以通过空气形成，例如通过在耳道和耳道密封部(例如耳罩或者“耳穹”)之间的间隙形成，或者还构建为穿过助听器100的壳体的固体声传输部。还可能的是两种途径的组合。在此，反馈路径的特性还取决于佩戴者头部的环境，例如在耳附近的墙壁或者车窗或者还有电话听筒上的反射。在此，反馈路径的衰减是强烈地频率相关的。如果经由电声转换器4、反馈路径g(k)、声电转换器2和信号处理部3的总增益在考虑相位的情况下大于1，则出现反馈呼啸。

[0056] 为了防止或者至少减小这种反馈呼啸，助听器100具有反馈抑制装置6，其在示出的实施方式中具有自适应滤波器7和混合器8。自适应滤波器7通过第一信号线路11获得输送给信号处理装置3的输入信号e(k)，并且通过第二信号线路9获得从信号处理装置输出的信号x(k)。此外，自适应滤波器7经由第三信号线路10与信号处理装置3连接，以便采集其用于处理输入信号e(k)的效用。这例如可以通过传输处理参数来进行。

[0057] 自适应滤波器7将所输送的信号处理成补偿信号c(k)，该补偿信号通过混合器8与电信号m(k)混合，以便减小反馈。下面对于图2更详细地阐述产生补偿信号c(k)的方式的细节。

[0058] 要注意的是，尤其是图1中的功能性的划分仅是示例性的。同样可能的是，反馈抑制单元6并非如图1中示出的那样实施为自己的功能模块7和8，而是仅实施为信号处理装置3中的程序控制的功能，或者还实施为其中的硬件实现的电路。还可能的是，自适应滤波器7并不通过产生补偿信号c(k)并且将其与电信号m(k)混合以通过相消的干涉减小反馈信号的方式来进行滤波，而是本身作为减法滤波器设置在信号路径m(k)中。也可以在不同的位置处从信号流中提取信号x(k)和e(k)，而不脱离本发明的原理。例如可能的是，自适应滤波器3通过将信号e(k)与x(k)相比较来自己确定信号处理装置3的影响。然而同样还可能的是，自适应滤波器7通过信号连接部10获得关于信号处理部3的功能的所有信息，然而为此仅获得信号e(k)或x(k)中的一个。

[0059] 图2示出了根据本发明的方法在图1的助听器上的示例性流程。

[0060] 在步骤S10中，在第一时刻采集在从信号处理装置3经由电声转换器4、从电声转换器4至声电转换器2的声学信号路径g(k)和经由声电转换器2返回信号处理装置3的反馈路径上的第一反馈传输函数。

[0061] 在此可能的是，由助听器声学家在测量盒中测量反馈传输函数，或者在实验室中通过在佩戴者或者人造头部上进行测量来测量反馈传输函数。在这些实施方式中，可以更精确地测量反馈传输函数，因为可以分别在外部采集输入和输出信号并且一起进行处理。在此可能的是，示出典型的听力环境，诸如以移动电话进行的电话通话，或者坐在车内且耳朵位于光盘附近。

[0062] 优选地，对于典型的环境测量多个反馈传输函数。

[0063] 然而，同样还可能的是，在佩戴时在助听器本身中估计反馈传输函数，即通过关于步骤S30或者S30′阐述的近似函数来采集。这样采集的反馈传输函数以有利的方式没有测量环境的影响并且可以对应于佩戴者的日常情况。

[0064] 图3示出了作为反馈传输函数的可能的示出形式的两个示例性的脉冲响应。在此，脉冲响应和反馈传输函数在如下意义下彼此等价，即，其中一个相应地可以借助数学方法从另一个中唯一地导出。在x轴线上按照采样周期的倍数给出了时间，在y轴上给出了归一化的幅度。在此，x轴线给出了相对于激励脉冲的时间延迟。

[0065] 在步骤S20中，从所采集的第一反馈传输函数中根据第一反馈传输函数的幅值确定加权的平均值函数。在步骤S20′中，根据第一反馈输出函数的幅值求出多个脉冲响应参数。如果替选于步骤S20进行步骤S20′，则直接根据在步骤S10中采集的反馈传输函数求出脉冲响应参数。如果紧接在步骤S20之后进行步骤S20′，则从多个反馈传输函数的加权的平均值函数中求出脉冲响应参数，该多个反馈传输函数包括在步骤S10中采集的第一反馈传输函数。

[0066] 图4首先对于每个脉冲响应示出了一个函数，其是通过将函数根据幅值归一化而生成的。因此，该函数仅具有正号。对于开始时大的幅度，将函数值设为等于1以用于限制。

[0067] 平均值可以在反馈传输函数的时间平滑的意义下例如通过形成正幅度的包络线来实现。还可能的是关于幅度平方的函数的低通滤波或者带通滤波。

[0068] 平均值此外可以在算术平均的意义下形成，或者在例如通过将不同的反馈传输函数的多个函数值相加并除以所采集的函数的数量而得到的其它平均的意义下形成，只要采集了多个反馈传输函数。这例如可以通过测量或者通过关于多个反馈传输函数进行方法的迭代来进行。然而还可以考虑其它形式，例如根据对应的反馈传输函数的年龄在求平均值时对函数进行加权。

[0069] 如果步骤S10所采集的反馈传输函数是测量的函数，则在助听器100外部，在测量装置中就已经可以计算平均值函数并且将其传输给助听器100。如果相反地步骤S10所采集的反馈传输函数是在助听器100中估计的反馈传输函数，则优选在助听器100中，例如由反馈抑制装置6确定加权的平均值函数。

[0070] 在根据本发明的方法的步骤S30或S30′中估计第二反馈传输函数。优选地，自适应滤波器7将时间相关的反馈传输函数建模为反馈路径的时间相关的脉冲响应g(k)。

[0071] 估计方法的一个示例是借助NLMS算法更新自适应滤波器的系数。根据时刻k的值按照下式估计时刻k+1的值：

[0072] h(k+1)＝h(k)+μ[(e*(k)x(k))/(x*(k)x(k))]

[0073] 在此，k给出了离散的时间标度，x是反馈抑制装置的输入值，e＝m-c是作为麦克风信号m和补偿信号c的差给出的误差信号，μ是控制滤波器的自适应速度的步幅，并且*表示值的复共轭。在此，h、x和μ是在维度通过滤波器的长度或系数的数目给定的空间中的矢量：h(k)＝[h0(k)，h1(k)，h2(k)，...，hN(k)]，其中，N是所估计的函数的模型中的系数的数目。

[0074] 对此还参见：

[0075] ·S.Haykin所著的Adaptive Filter Theory。Englewood Cliffs，NJ：Prentice-Hall，1996。

[0076] ·Toon van Waterschoot和Marc Moonen所著的“Fifty years of acoustic feedback control：state of the art and future challenges”，Proc.IEEE，vol.99，no.2，2011年2月，第288-327页。

[0077] 其它可能的用于估计反馈传输函数的方法是：

[0078] -LMS-最小二乘法

[0079] -RLS-递归最小二乘法

[0080] -仿射投影

[0081] 在此，将用于抑制反馈信号的自适应滤波器的系数匹配于第二反馈传输函数，或者换言之通过这些系数对反馈传输函数进行建模，其中，根据平均值函数或者脉冲响应参数对系数的变化进行加权。为了匹配系数，以加权系数或者步幅来对校正值进行加权。在所示出的实施方式中，该加权关于步幅μ进行，其如上面示出的那样在估计通过系数建模的反馈传输函数时引入。加权系数是关于脉冲响应参数从平均值函数中导出的。在最简单的情况下，其可以是图4中示出的平均值函数本身的值。加权系数μ(k)的值于是例如是图4中示出的函数对于x轴上的值k的函数值。

[0082] 然而优选地，如图5中所示，从图4的平均值函数中导出步幅。对此，在图5中，替代线性的、归一化的、最大为1的标度，应用根据以10为底的对数log10的标度。以该方式，步幅的动态范围显然更大，从而在图3中的脉冲响应的值大的情况下实现快速的收敛，而在值小的情况下在进行匹配时实现高精度和由此小的伪像。

[0083] 然而还可能的是，在根据本发明的方法中，将第二反馈传输函数的估计与系数的加权分离地相继进行。

[0084] 最后，在步骤S40中，将自适应滤波器应用于从声电转换器的声学输入信号导出的信号。在此，导出理解为任何在助听器中可能的信号处理，例如A/D转换、放大、以及频率相关的放大、方向性的形成或者还有在信号处理部3中可能的其它功能。在图1中，通过补偿信号c(k)表示滤波器的应用，该补偿信号表示估计的反馈信号并且以相反的符号被加至麦克风的信号m(k)，从而理想地自适应的滤波器的信号和麦克风信号m(k)的反馈分量相抵消。

[0085] 在该方法的一个优选的实施方式中，该方法在步骤S40之后以步骤S20继续，其中，第二反馈传输函数与第一反馈传输函数一起被用于形成平均值函数，并且在步骤S30中估计新的第二反馈传输函数。

[0086] 在根据本发明的方法的一个优选实施方式中，分别在分离的、或者仅部分重叠的频带中执行步骤S10至S40，从而可以分别最优地抑制在不同的频率中的不同的反馈条件。为此例如可以在反馈抑制装置6中设置滤波器组，或者在信号处理装置3中也使用滤波器组。

[0087] 在借助自适应滤波器抑制反馈时，声调输入信号形式的激励可能引起错误的自适应。在所援用的NLMS算法的示例中，自适应滤波器作为解提供相应的当前反馈路径的、与误差项相加的反馈传输函数，该误差项取决于输入信号的自相关。由于声调输入信号的比较高的自相关，在该情况下，用常规手段通常无法充分抑制对于该声调输入信号形式的激励的错误的自适应。

[0088] 现在，所描述的方法为此提供了令人满意的解决方案。由于输入信号中的激励而引起的错误的自适应很大程度上得到抑制，而对于反馈路径中的常见变化的自适应速度却足够高。于是实现了反馈抑制的高稳定性，该反馈抑制具有改善的声音质量，而在此不损害相对于反馈路径中的变化的反应能力。由此不再需要选择在声音质量和对反馈路径中的变化的匹配能力之间的均衡性折衷。

[0089] 借助图6中的第二个曲线图示出了该方法所允许的、相对于反馈路径中的变化的性能或者反应能力。该曲线图分别示出了定义为||g(k)-h(k)||/||g(k)||的系统距离，其是相对于以秒为标度的时间轴而绘出的。在此，系统距离是自适应滤波器的系数h(k)与反馈路径中的实际脉冲响应g(k)以何种程度对应的度量。良好的对应通过系统距离的接近0的值来表征。基于反馈路径的激励以白噪声存在。对于上方的图形，在更新自适应滤波器的系数h(k)时分别使用统一的步幅μ。对于下方的图形，在更新系数时，步幅μ按所描述的方式经由各个系数匹配于一般的反馈路径的脉冲响应。

[0090] 在2.5秒后在反馈路径中发生了瞬时变化。根据相应的曲线图可以读出，对反馈路径中的该变化的反应能力并不由于对于自适应滤波器的不同的系数h(k)使用个别的步幅而受损，尽管由此对于大部分系数而言步幅显著减小了。其原因在于，所述的步幅的减小和由此滤波器的反应能力的降低，对于表示一般的反馈路径中的脉冲响应小的区域的系数发生，因此仅微小地贡献于反馈路径的总性能。

[0091] 借助图7中的曲线图示出了，通过借助个别的步幅更新自适应滤波器的系数h(k)对反馈抑制的稳定性的改善、因此尤其是错误的自适应的减小：在此相对于以秒为标度的时间轴重新绘制系统实例，其中，通过如下给出了三个所示出的场景：经典的NLMS算法和系数以恒定的步幅的更新(上方的线18)，系数通过个别的、然而并非时间相关的步幅的更新(中部的线19)，以及系数根据通过加权的平均值求值“学习过的”反馈路径、通过个别的、时间相关的步幅的更新(下方的线20)。

[0092] 在第一种情况下，如根据由上方的线18示出的系统实例可以看出的那样，在整个时段期间出现显著的错误的自适应。系统距离的平均值是0.98。通过对于第二种情况(中部的线19)使用的个别的步幅，可以显著减小错误的自适应，平均的系统距离具有为0.40的值。通过将个别的步幅匹配于“学习过的”反馈路径，如在第三种场景(下方的线20)中进行的那样，可以再一次进一步减小错误的自适应，其中，该系统实例的平均值现在仅为0.14。在此在大约4.3秒的时刻发生由反馈路径中的急剧变化引起的单个严重的错误的自适应。
然而，在该时刻，对于另外两种场景，由于标度原因，图7的曲线图根本不再能够反映表示错误的自适应的系统距离。由此清楚的是，所提出的方法显著改善了抑制反馈时的稳定性。

[0093] 虽然通过优选实施例进一步详细阐述和描述了本发明，但是本发明并不受所公开的示例限制，本领域技术人员可以从中导出其它变型方案，而不脱离本发明的保护范围。