开关电源及其控制电路和方法

摘要

公开了一种开关电源及其控制电路和控制方法。开关电源包括产生时钟信号的时钟信号产生电路、产生脉冲宽度调制信号的反馈控制环路、逻辑电路和开关电路。时钟信号和脉冲宽度调制信号通过逻辑电路控制开关电路，使得其输入电压转换为输出电压。其中，时钟信号的频率受振荡电流控制，反馈控制环路的中频增益受偏置电流控制，而振荡电流和偏置电流呈正相关。因此，可实现开关频率和环路增益同步调节。

权利要求

1.一种用于控制开关电路的控制电路，开关电路包括开关和输出电感器，开关电路通过开关的导通与关断将输入电压转换为输出电压，控制电路包括：电流产生电路，产生振荡电流和偏置电流；

时钟信号产生电路，产生用于控制开关电路中开关导通或关断频率的时钟信号，其中，开关频率与振荡电流相关；

反馈控制环路，产生用于控制开关电路中开关导通或关断时长的脉冲宽度调制信号，其中，反馈控制环路的带宽与偏置电流相关；以及逻辑电路，耦接至时钟信号产生电路和反馈控制环路以接收时钟信号和脉冲宽度调制信号，根据时钟信号和脉冲宽度调制信号产生控制信号以控制开关电路中开关的导通和关断；

其中，振荡电流和偏置电流相关以使反馈控制环路带宽与开关频率同向变化。

2.如权利要求1所述的控制电路，其中，振荡电流和偏置电流成比例，开关频率与振荡电流成比例，且反馈控制环路的带宽与偏置电流成比例。

3.如权利要求1所述的控制电路，其中，时钟信号产生电路包括：振荡电容，具有第一端和第二端，所述第一端接收振荡电流，所述第二端耦接至参考地；

振荡开关，耦接于振荡电容两端且受时钟信号控制；

比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端耦接至振荡电容的第一端以接收振荡电容两端的电压，所述第二输入端接收第二参考信号，比较电路将振荡电容两端的电压与第二参考信号进行比较并在输出端产生比较信号；以及脉冲产生电路，耦接至比较电路的输出端以接收比较信号，并在比较信号跳变至有效状态时产生短脉冲从而产生时钟信号。

4.如权利要求1所述的控制电路，其中，反馈控制环路包括：误差放大补偿电路，接收表征输出电压的输出采样信号和第三参考信号，误差放大补偿电路放大第三参考信号和输出采样信号之间的差值并对放大结果进行频率补偿从而产生误差放大补偿信号，其中，误差放大补偿电路的增益与偏置电流相关；以及脉冲宽度调制电路，接收并比较锯齿波信号和误差放大补偿信号从而产生脉冲宽度调制信号以控制开关电路中开关导通或关断的时长。

5.如权利要求4所述的控制电路，其中，脉冲宽度调制电路接收代表流过输出电感器上电感电流的电流检测信号作为锯齿波信号以产生脉冲宽度调制信号。

6.如权利要求4所述的控制电路，其中，误差放大补偿电路包括：跨导放大电路，具有第一输入端、第二输入端、输出端和偏置端，所述第一输入端接收所述第三参考信号，所述第二输入端接收输出采样信号，所述偏置端接收偏置电流；以及斜率补偿电路，包括：补偿电阻，具有第一端和第二端，所述第一端耦接至跨导放大电路的输出端；

第一补偿电容，具有第一端和第二端，所述第一端耦接至补偿电阻的第二端，所述第二端连接至参考地；以及第二补偿电容，具有第一端和第二端，所述第一端耦接至跨导放大电路的输出端，所述第二端连接至参考地，第二补偿电容两端的电压为误差放大补偿信号。

7.如权利要求4所述的控制电路，其中，误差放大补偿电路包括：跨导放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端接收所述第三参考信号，所述第二输入端接收输出采样信号；

补偿电容器，耦接于跨导放大器的输出端与参考地之间，补偿电容器两端的电压为第一放大信号；以及高速放大器，具有第一输入端、第二输入端、输出端和偏置端，所述第一输入端接收所述第三参考信号，所述第二输入端接收输出采样信号，所述偏置端接收偏置电流，所述输出端输出第二放大信号；

其中，第一放大信号和第二放大信号相叠加，作为误差放大补偿电路的误差放大补偿信号。

8.如权利要求1所述的控制电路，其中，电流产生电路包括：放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端接收第一参考信号；

振荡电阻，具有第一端和第二端，所述第一端耦接至放大器的第二输入端，所述第二端连接至参考地；

振荡晶体管，具有第一端、第二端和控制端，所述第二端耦接至振荡电阻的第一端，所述控制端耦接至放大器的输出端；以及电流镜，具有输入端、第一输出端和第二输出端，所述输入端耦接至振荡晶体管的第一端，所述第一输出端输出振荡电流，所述第二输出端输出偏置电流。

9.如权利要求1所述的控制电路，其中，电流产生电路包括锁相环，所述锁相环具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，所述第一输入端接收参考时钟信号，所述第二输入端耦接至时钟信号产生电路以接收时钟信号，所述第一输出端产生振荡电流以控制时钟信号和参考时钟信号的相位对齐，所述第二输出端产生偏置电流。

10.一种开关电源，包括：

开关电路，所述开关电路包括开关和输出电感器，开关电路通过开关的导通与关断将输入电压转换为输出电压；以及如权利要求1至9中任意一项所述的控制电路。

11.一种用于控制开关电源中开关导通与关断以将输入电压转换为输出电压的控制方法，包括：产生相互关联的振荡电流和偏置电流；

产生用于控制开关电源中开关导通或关断频率的时钟信号以使开关频率与振荡电流相关；

产生用于控制开关电源中开关导通或关断时长的脉冲宽度调制信号以使开关电源的带宽与偏置电流相关；以及根据时钟信号和脉冲宽度调制信号产生控制信号以控制开关电源中开关的导通和关断；

其中，振荡电流和偏置电流相关以使开关电源带宽与开关频率同向变化。

12.如权利要求11所述的控制方法，其中，振荡电流和偏置电流呈正相关，开关频率与振荡电流呈正相关，且开关电源的带宽与偏置电流呈正相关。

13.如权利要求12所述的控制方法，其中，振荡电流和偏置电流成比例，开关频率与振荡电流成比例，且开关电源的带宽与偏置电流成比例。

说明书

开关电源及其控制电路和方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电子电路，尤其涉及开关电源及其控制电路。

背景技术

[0002] 在直流/直流开关电源中，有时需要根据需求调节开关电源的频率。例如，通过开关电源控制芯片上的频率设置引脚外接频率调节电阻以对开关电源的频率进行调节。

[0003] 在现有的开关电源中，开关电源频率发生变化时，通常其带宽不变，这会使得开关电源性能恶化。

[0004] 因此，本发明提出一种带宽会随着开关频率同步变化的开关电源及其控制电路和方法。

发明内容

[0005] 针对现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种带宽会随着开关频率同步变化的开关电源及其控制电路和方法。

[0006] 根据本发明实施例的一种用于控制开关电路的控制电路。开关电路包括开关和输出电感器，开关电路通过开关的导通与关断将输入电压转换为输出电压。控制电路包括电流产生电路、时钟信号产生电路、反馈控制环路和逻辑电路。电流产生电路产生振荡电流和偏置电流。时钟信号产生电路产生用于控制开关电路中开关导通或关断频率的时钟信号。该开关频率与振荡电流相关。反馈控制环路产生用于控制开关电路中开关导通或关断时长的脉冲宽度调制信号。反馈控制环路的带宽与偏置电流相关。逻辑电路耦接至时钟信号产生电路和反馈控制环路以接收时钟信号和脉冲宽度调制信号，逻辑电路还根据时钟信号和脉冲宽度调制信号产生控制信号以控制开关电路中开关的导通和关断。振荡电流和偏置电流相关以使反馈控制环路带宽与开关频率同向变化。

[0007] 根据本发明实施例的一种用于控制开关电路的控制电路，其振荡电流和偏置电流成比例，开关频率与振荡电流成比例，且反馈控制环路的带宽与偏置电流成比例。

[0008] 根据本发明实施例的一种用于控制开关电源中开关导通与关断以将输入电压转换为输出电压的控制方法，包括：产生相互关联的振荡电流和偏置电流；产生用于控制开关电源中开关导通或关断频率的时钟信号以使开关频率与振荡电流相关；产生用于控制开关电源中开关导通或关断时长的脉冲宽度调制信号以使开关电源的带宽与偏置电流相关；以及根据时钟信号和脉冲宽度调制信号产生控制信号以控制开关电源中开关的导通和关断；其中，振荡电流和偏置电流相关以使开关电源带宽与开关频率同向变化。

[0009] 根据本发明实施例的一种开关电源，包括开关电路和控制电路。开关电路，所述开关电路包括开关和输出电感器，开关电路通过开关的导通与关断将输入电压转换为输出电压。控制电路包括电流产生电路、时钟信号产生电路、反馈控制环路和逻辑电路。电流产生电路产生振荡电流和偏置电流。时钟信号产生电路产生用于控制开关电路中开关导通或关断频率的时钟信号。该开关频率与振荡电流相关。反馈控制环路产生用于控制开关电路中开关导通或关断时长的脉冲宽度调制信号。反馈控制环路的带宽与偏置电流相关。逻辑电路耦接至时钟信号产生电路和反馈控制环路以接收时钟信号和脉冲宽度调制信号，逻辑电路还根据时钟信号和脉冲宽度调制信号产生控制信号以控制开关电路中开关的导通和关断。振荡电流和偏置电流相关以使反馈控制环路带宽与开关频率同向变化。

[0010] 在本发明的实施例中，开关电源的带宽会随着开关频率同步变化。

附图说明

[0011] 图1示出依据本发明一实施例的开关电源100的电路图；

[0012] 图2示出图1中时钟信号产生电路102的信号波形示意图；

[0013] 图3示出了图1中误差放大补偿电路132的输出端T1至开关电源100的输出端OUT的压控模型示意图；

[0014] 图4示出依据本发明另一实施例的误差放大补偿电路400；

[0015] 图5示出图4中误差放大补偿电路400的波特图；

[0016] 图6示出依据本发明另一实施例的电流产生电路600；

[0017] 图7示出依据本发明一实施例的开关电源700的框图；

[0018] 图8示出依据本发明一个实施例的开关电源控制方法800。

具体实施方式

[0019] 下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

[0020] 在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

[0021] 在一个实施例中，开关电源的频率是指开关电源中所包括的开关器件的开关频率。

[0022] 在本发明中，两个变量“相关”是指两个变量之间具有相随变动的关系。“正相关”是指两个变量变动方向相同，即一个变量随着另一个变量的变化而发生相同方向的变化。更具体地，“正相关”是一个变量由大到小或由小到大变化时，另一个变量亦由大到小或由小到大变化。

[0023] 在接下来的描述中，为了便于表示，同一符号既可用于表示某元器件，也可用于表示该元器件的某参数。例如，R1、R2、ROSC既可用于表示电阻器，也可用于表示该电阻器的阻值。

[0024] 图1示出依据本发明一实施例的开关电源100的电路图。如图1所示，开关电源100示例性地包括控制电路、开关电路101和输出采样电路105。开关电路101采用了同步降压变换拓扑，其包括上开关管M1、下开关管M2、输出电感器L和输出电容器C。开关电路101通过上开关管M1和下开关管M2的导通与关断将开关电路101输入端IN接收的输入信号VIN转换为开关电路101输出端OUT的输出电压VOUT(在一些实施例中，VOUT亦可用于表示开关电路101输出端OUT的其它类型的输出信号，如电流信号、功率信号等等)。上开关管M1的一端接收输入电压VIN，另一端电耦接至下开关管M2的一端。下开关管M2的另一端接地。输出电感器L的一端电耦接至上开关管M1和下开关管M2的公共端，输出电容器C电耦接在输出电感器L的另一端和参考地GND之间。输出电容器C两端的电压即为输出电压VOUT。

[0025] 本领域技术人员应当理解，图1所示降压式开关电路101只是示例性的，在其它实施例中，开关电路101可采用任何合适的直流/直流或交流/直流变换拓扑结构，例如升压变换器、降压变换器，正激、反激变换器等等。在图1所示实施例中，开关电路101采用同步变换拓扑结构。然而，在另一实施例中，开关电路101可以采用非同步变换拓扑结构，其中，非同步变换拓扑结构中的下开关管可以是二极管等。另外，开关电路101中的开关管可以为任何半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。

[0026] 输出采样电路105电耦接至开关电路101以接收输出信号VOUT，并产生代表输出信号VOUT的输出采样信号VFB。输出采样信号VFB和输出信号VOUT之间的关系可以表示为：

[0027] VFB＝KFB×VOUT   (1)

[0028] 其中，KFB为输出采样系数。

[0029] 在图1所示实施例中，输出采样电路105示例性地包括由电阻R1和R2串联组成的电阻分压器，该电阻分压器耦接于开关电源100的输出端OUT和参考地GND之间。其中，电阻R1和R2的公共端作为输出采样电路105的输出端，提供输出采样信号VFB。这样，在图1所示实施例中，反馈系数KFB为R2/(R1+R2)。

[0030] 本技术领域的技术人员应当理解，在其它实施例中，输出采样电路105可以采用任何其它合适的电路结构。在另外的实施例中，开关电源100可以不包括输出采样电路105，输出信号VOUT作为输出采样信号VFB直接馈入控制电路中，即反馈系数KFB为1。

[0031] 控制电路包括电流产生电路104、时钟信号产生电路102、反馈控制环路103和逻辑电路104。电流产生电路104用于产生相互关联的振荡电流IOSC和偏置电流IB。在图1所示实施例中，电流产生电路104示例性地包括放大器AMP1、振荡电阻ROSC、振荡开关管MOSC和电流镜CM。放大器AMP1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，第一输入端接收第一参考信号VREF1。在一个实施例中，放大器AMP1的第一输入端为同相输入端(+)，第二输入端为反相输入端(-)。振荡电阻ROSC耦接于放大器AMP1的第二输入端与参考地GND之间。在一个实施例中，振荡电阻ROSC为外接电阻，可通过芯片引脚与芯片内部电路(例如，放大器AMP1的第二输入端)相耦接。这样，根据不同的需求，采用不同阻值的振荡电阻ROSC，可实现对时钟信号产生电路102输出的时钟信号CLK频率的调节。振荡开关管MOSC具有第一端、第二端和控制端，其中控制端耦接至放大器AMP1的输出端，第二端耦接至放大器AMP1的第二输入端，第一端提供基准电流I：

[0032] I＝VREF1/ROSC   (2)

[0033] 在一个实施例中，振荡开关管MOSC可采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、结型场效应晶体管(JFET)或者是其它形式的晶体管。电流镜CM包括第一、第二和第三晶体管，所述三个晶体管的栅极与栅极耦接在一起，源极与源极耦接在一起，且第一晶体管的漏极作为电流镜CM的输入端耦接至振荡开关管MOSC的第一端以接收基准电流I，第二晶体管的漏极作为电流镜CM的第一输出端以及电流产生电路104的第一输出端以提供振荡电流IOSC，第三晶体管的漏极作为电流镜CM的第二输出端以及电流产生电路104的第二输出端以提供偏置电流IB。由电流镜的工作原理可知，电流镜CM提供的振荡电流IOSC和偏置电流IB均与电流镜接收的基准电流I成比例，即：

[0034] IOSC＝k1×I   (3)

[0035] IB＝k2×I   (4)

[0036] 其中，比例系数k1和k2取决于三个晶体管的尺寸关系。

[0037] 时钟信号产生电路102生成时钟信号CLK用于决定开关电路101中开关管的导通或关断时刻，并据此决定开关管的开关频率，亦即开关电源100的工作频率。在图1所示实施例中，时钟信号产生电路102示例性地包括振荡电容COSC、开关K、比较器CMP1和脉冲产生电路122。

[0038] 振荡电容COSC具有第一端和第二端，其第一端耦接至电流产生电路104的第一输出端以接收振荡电流IOSC，其第二端耦接至参考地GND。开关K并联耦接于振荡电容COSC的两端且受时钟信号产生电路102输出的时钟信号CLK控制。比较器CMP1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，第一输入端耦接至振荡电容COSC以接收振荡电容COSC上的电压VOSC，第二输入端接收第二参考信号VREF2，输出端输出比较信号CP。在一个实施例中，比较器CMP1的第一输入端为同相输入端(+)，第二输入端为反相输入端(-)。脉冲产生电路122具有输入端和输出端，其输入端耦接至比较器CMP1的输出端以接收比较信号CP，脉冲产生电路122根据比较信号CP在输出端产生时钟信号CLK。

[0039] 下面将结合图2对时钟信号产生电路102的工作原理进行说明。如图2所示，在开关K关断时(例如，时刻t1)，振荡电流IOSC对振荡电容COSC进行充电，振荡电容COSC两端的电压VOSC逐渐升高，其上升的斜率为IOSC/COSC。当电压VOSC升高到大于第二参考信号VREF2时(例如，时刻t2)，比较信号CP跳变至有效状态，例如，逻辑高状态。比较信号CP的有效状态触发脉冲产生电路122，使得脉冲产生电路122产生一短脉冲，即使时钟信号CLK跳变至有效状态(例如，逻辑高状态)且处于该有效状态一小段时间(时刻t2与t3所决定的时间段)。该短脉冲使开关K导通，振荡电容COSC因此通过开关K放电，电压VOSC迅速降低至零。在短脉冲过后，即时刻t3，时钟信号CLK从有效状态跳变至无效状态，开关K关断。振荡电流IOSC再次对振荡电容COSC进行充电，电压VOSC又开始从零逐渐增大，时钟信号产生电路102开始新的工作周期。

[0040] 由时钟信号产生电路102的上述工作原理可知，时钟信号CLK的频率F由电压VOSC的上升斜率IOSC/COSC以及第二参考信号VREF2决定。具体地，时钟信号CLK的频率F可以表示为：

[0041]

[0042] 由公式(5)可知，时钟信号CLK的频率F与基准电流I呈正相关，更具体地，与基准电流I成比例。基准电流I越大，则频率F越高，反之亦然。由公式(5)可进一步看出，通过采用不同的振荡电阻ROSC，可以对时钟信号CLK的频率F进行调节。采用的振荡电阻ROSC的阻值越大，则时钟信号CLK的频率F越小，反之亦然。

[0043] 反馈控制环路103包括电流检测电路131、误差放大补偿电路132和脉冲宽度调制电路133。电流检测电路132通过检测流过输出电感器L的电感电流IL或流过上开关管M1的上管电流或流过下开关管M2的下管电流来产生电流检测信号VSEN。事实上，电感电流IL在上开关管M1导通时即为上管电流，在下开关管M2导通时即为下管电流。因此，在本发明的某些描述中，电感电流IL既代表流过输出电感器L的电流，有时也包括流过上开关管M1或下开关管M2的上管电流或下管电流。在图1所示实施例中，电流检测电路132示例性地包括检测电阻RSEN和放大器AMP2。检测电阻RSEN的一端接收输入电压VIN，另一端耦接至开关电路101中的上开关管M1以接收流过上开关管M1的上管电流。放大器AMP2具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端和第二输入端分别耦接至检测电阻RSEN的两端，放大器AMP2放大检测电阻RSEN两端的电压并在输出端输出电流检测信号VSEN。在一个实施例中，放大器AMP2的第一输入端为同相输入端(+)，第二输入端为反相输入端(-)。

[0044] 本领域的技术人员应当理解，在一个实施例中，检测电阻RSEN可以是串联于电感电流IL所流经的导电通路中的任意电阻，例如，当上开关管M1导通时，检测电阻RSEN是串联于由输入电压VIN至上开关管M1至输出电感器L至输出电压VOUT的导电通路中的电阻；当下开关管M2导通时，检测电阻RSEN是串联于由输出电感器L至输出电容器C至下开关管M2然后再回到输出电感器L的导电通路中的电阻。本领域的技术人员还应当理解，在一个实施例中，检测电阻RSEN可以利用开关电路中器件的寄生电阻形成，例如，上开关管M1或下开关管M2的导通电阻；在另一实施例中，检测电阻RSEN也可以是单独提供的电阻。

[0045] 误差放大补偿电路132检测输出信号VOUT的变化(例如，通过输出采样电路105)，并基于输出信号VOUT与其期望值之间的变化量对开关电路101进行控制，从而达到调整输出信号VOUT至其期望值的目的。在图1所示实施例中，误差放大补偿电路132接收第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB，并依据第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB的差值对开关电路101进行控制，从而使输出信号VOUT保持在其期望值。

[0046] 在图1所示实施例中，误差放大补偿电路132示例性地包括放大电路AMP(如放大器AMP3)和斜率补偿电路COMP。放大电路AMP接收第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB，并放大其差值从而产生误差放大补偿信号VEAO。斜率补偿电路COMP对误差放大补偿信号VEAO进行补偿，从而使得整个反馈控制环路更加稳定。在图1所示实施例中，放大电路AMP示例性地包括跨导放大器AMP3。跨导放大器AMP3具有第一输入端、第二输入端、偏置端和输出端。其中，第一输入端接收第三参考信号VREF3，第二输入端接收输出采样信号VFB，偏置端耦接至电流产生电路104的第二输出端以接收偏置电流IB。跨导放大器AMP3根据第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB的差值产生输出电流IG。输出电流IG可以表示为：

[0047] IG＝(VREF3-VFB)×GM   (6)

[0048] 其中，GM代表跨导放大器AMP3的跨导增益，其可以表示为：

[0049] GM＝IB/VT   (7)

[0050] 其中热电压VT＝k×T/q，k＝1.38×10-23J/K，q＝1.6×10-19C。

[0051] 结合前述偏置电流IB的计算公式(4)，跨导增益GM可进一步表示为：

[0052]

[0053] 在温度变化不大的情况下，热电压VT基本不变，则跨导增益GM主要由基准电流I决定，具体地，跨导增益GM与基准电流I成比例。

[0054] 如图1所示，斜率补偿电路COMP示例性地包括第一补偿电容CC1、第二补偿电容CC2和补偿电阻RC，其中第一补偿电容CC1和补偿电阻RC串联耦接于放大器输出端和参考地GND之间，第二补偿电容CC2耦接于放大器输出端和参考地GND之间。这样，放大器AMP3的中频增益A可以表示为：

[0055]

[0056] 本领域技术人员应当理解，斜率补偿电路COMP可以集成并封装于开关电源100的芯片内部，也可以不集成而作为芯片的外部元件由用户通过芯片引脚提供。

[0057] 脉冲宽度调制电路133检测电感电流IL(包括上管电流或下管电流)的变化，并基于电感电流IL与其期望值之间的变化量对开关电路101进行控制，从而达到调整电感电流IL至其期望值的目的。在图1所示实施例中，脉冲宽度调制电路133接收经补偿后的误差放大补偿信号VEAO和电流检测信号VSEN，并依据电流检测信号VSEN和误差放大补偿信号VEAO的差值对开关电路101进行控制，从而使输出信号VOUT保持在其期望值。

[0058] 在图1所示实施例中，脉冲宽度调制电路133示例性地包括比较器CMP2。比较器CMP2具有第一输入端(例如图1中的“+”输入端)、第二输入端(例如图1中的“-”输入端)和输出端，该第一输入端用于接收电流检测信号VSEN，该第二输入端用于接收经补偿后的误差放大补偿信号VEAO，比较器CMP2将误差放大补偿信号VEAO和电流检测信号VSEN进行比较后在其输出端提供脉冲宽度调制信号PWM。

[0059] 逻辑电路104分别接收时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM，并基于该时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM提供控制信号(例如，包括第一控制信号DR1和第二控制信号DR2)至开关电路101。该控制信号响应于脉冲宽度调制信号PWM将上开关管M1关断(例如通过第一控制信号DR1)且将下开关管M2导通(例如通过第二控制信号DR2)，并响应于时钟信号CLK将上开关管M1导通(例如通过第一控制信号DR1)且同时将下开关管M2关断(例如通过第二控制信号DR2)。在图1所示实施例中，逻辑电路104示例性地包括触发器。该触发器具有置位端、复位端、第一输出端和第二输出端。所述置位端耦接至时钟信号产生电路102以接收时钟信号CLK，所述复位端耦接至反馈控制环路103以接收脉冲宽度调制信号PWM，所述第一输出端输出第一控制信号DR1至上开关管M1，所述第二输出端输出第二控制信号DR2至下开关管M2。在时钟信号CLK跳变至有效状态时(例如，逻辑高状态)，触发器被置位，第一控制信号DR1跳变至有效状态以导通上开关管M1且第二控制信号DR2跳变至无效状态以关断下开关管M2。当脉冲宽度调制信号PWM跳变至有效状态时，触发器被复位，第一控制信号DR1跳变至无效状态以关断上开关管M1且第二控制信号DR2跳变至有效状态以导通下开关管M2。

[0060] 脉冲宽度调制电路133将电流检测信号VSEN与误差放大补偿信号VEAO相比较以控制开关电源100的输入端IN至输出端OUT的电能传输之切断，因此误差放大补偿信号VEAO限定了所述电流检测信号VSEN的大小，亦即限定了电感电流IL的大小。所以，电感电流IL事实上可以看作由所述误差放大补偿信号VEAO控制的压控电流源，其具有设定的控制跨导GCS。本领域的技术人员应该理解，控制跨导GCS的设置取决于开关电源100的设计和应用指标。

[0061] 图3示出了图1中误差放大补偿电路132的输出端T1至开关电源100的输出端OUT的压控模型示意图。如图3所示，电感电流IL可以表示为：

[0062] IL＝VEAO×GCS   (10)

[0063] 由图1的模型示意图可以推导出开关电源100的整个反馈控制环路的带宽GBW可以由下式表示：

[0064]

[0065] 由式(11)可见，开关电源100的带宽GBW由基准电流I决定，与其呈正相关。更进一步地，基准电流I越大，则带宽GBW越大，反之亦然。

[0066] 将公式(1)代入公式(11)，可进一步得到带宽GBW为：

[0067]

[0068] 由式(12)可见，开关电源100的带宽GBW也由振荡电阻ROSC调节，采用的振荡电阻ROSC的阻值越大，则带宽GBW越小，反之亦然。

[0069] 从上述分析可见，开关电源的带宽GBW与时钟信号CLK的频率F都与基准电流I呈正相关(或者说与振荡电阻ROSC的阻值呈反相关)，因此，开关电源的带宽GBW与时钟信号CLK的频率F两者之间呈正相关，即时钟信号CLK的频率F增大，带宽GBW亦增大，反之亦然。

[0070] 图4示出依据本发明另一实施例的误差放大补偿电路400。如图4所示，该误差放大补偿电路400接收第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB，并根据第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB产生误差放大补偿信号VEAO以调节开关电路的导通与关断，从而使得开关电源输出信号保持在第三参考信号VREF3所代表的期望值上。误差放大补偿电路400还接收偏置电流IB，并根据偏置电流IB的大小调节误差放大补偿电路400的中频增益A，使中频增益A与偏置电流IB呈正相关。更具体地，误差放大补偿电路400包括放大器，放大器的增益受偏置电流IB控制，与偏置电流IB呈正相关。放大器的增益进一步与误差放大补偿电路400的中频增益呈正相关，从而使得误差放大补偿电路400的中频增益A与偏置电流IB呈正相关。

[0071] 在图4所示实施例中，误差放大补偿电路400示例性地包括放大器AMP3和AMP4以及补偿电容器CC。放大器AMP3示例性地包括跨导放大器。跨导放大器AMP3具有第一输入端、第二输入端和输出端。其中，第一输入端和第二输入端分别用于接收第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB。放大器AMP3放大第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB的差值，并在输出端产生放大电流信号I1。补偿电容器CC耦接于跨导放大器AMP3的输出端以接收放大电流信号I1。放大电流信号I1对补偿电容器CC进行充电，从而在补偿电容器CC两端产生第一电压反馈信号V1。放大器AMP4具有第一输入端、第二输入端、输出端和偏置端。其中，第一输入端和第二输入端分别用于接收第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB，偏置端用于接收偏置电流IB。放大器AMP4放大第三参考信号VREF3和输出采样信号VFB的差值，并在输出端产生第二电压反馈信号V2。第一电压反馈信号V1和第二电压反馈信号V2相叠加，在误差放大补偿电路400输出端产生电压反馈信号VEAO。

[0072] 图5示出图4中误差放大补偿电路400的波特图，其横轴和纵轴分别表示频率(Hz)和增益(dB)。如图5所示，由点1、2、3连接的曲线表示放大器AMP3经过补偿电容器CC补偿后的增益。由点4和5连接的曲线表示放大器AMP4的增益。在图4所示实施例中，相较于放大器AMP3，放大器AMP4具有高的单位增益带宽，为高速型运放。因此，放大器AMP4的极点频率更大，在图5所示频段内，放大器AMP4的增益斜率为0，其极点频率未示出。误差放大补偿电路400的增益可由放大器AMP3和AMP4的增益叠加得到，因此，在图5中为由点1、2、6和5表示的增益曲线，其中，点6为放大器AMP3和AMP4的增益曲线交点。放大器AMP4的增益GM′受偏置电流IB控制，随着偏置电流IB增大而增大。在图5中，放大器AMP4的增益GM′随着偏置电流IB增大而增大表现为其增益曲线沿纵轴正向升高，如图中点4′和5′连接的增益曲线所示。这样，整个误差放大补偿电路400的增益曲线由点1、2、6′和5′连接的曲线所表示。可见，误差放大补偿电路400的中频增益增大，亦即误差放大补偿电路400的中频增益与偏置电流IB呈正相关。

[0073] 图6示出依据本发明另一实施例的电流产生电路600。如图6所示，电流产生电路600包括锁相环PLL。该锁相环PLL具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。
其第一输入端接收参考时钟信号CLK1，第二输入端耦接至时钟信号产生电路的输出端以接收时钟信号CLK。锁相环PLL根据参考时钟信号CLK1和时钟信号CLK的相位差值生成用以调节时钟信号CLK的振荡电流IOSC，从而使时钟信号CLK与参考时钟信号CLK1的相位对齐。同时，锁相环PLL还产生提供至电流反馈控制环路以调节其中频增益的偏置电流IB，偏置电流IB与振荡电流IOSC成比例。

[0074] 图7示出依据本发明一实施例的开关电源700的框图。如图7所示，开关电源700包括电流产生电路701、时钟信号产生电路702、反馈控制环路703、逻辑电路704和开关电路705。

[0075] 电流产生电路701生成振荡电流IOSC和偏置电流IB。振荡电流IOSC和偏置电流IB相关。时钟信号产生电路702包括振荡电容COSC。时钟信号产生电路702耦接至电流产生电路701以接收振荡电流IOSC，并利用振荡电流IOSC对振荡电容COSC进行充电，从而产生具有频率F的时钟信号CLK。时钟信号CLK的频率F受振荡电流IOSC控制，两者相关。反馈控制环路703接收代表开关电源700的输出信号VOUT的输出采样信号，并根据该输出采样信号产生脉冲宽度调制信号PWM以对开关电路705进行控制，从而使输出信号VOUT保持在期望值。反馈控制环路
703包括放大器AMP。反馈控制环路703耦接至电流产生电路701以接收偏置电流IB，并利用偏置电流IB对放大器AMP实现电流偏置。从而，放大器AMP的放大增益与偏置电流IB相关，进而使得反馈控制环路703的中频增益与偏置电流IB相关。在图7所示的开关电源700中，振荡电流IOSC和偏置电流IB相关以使得反馈控制环路703的中频增益与时钟信号CLK的频率F同向变化。在一个实施例中，时钟信号CLK的频率F与振荡电流IOSC呈正相关，反馈控制环路703的中频增益与偏置电流IB呈正相关，而振荡电流IOSC与偏置电流IB彼此之间呈正相关，因而，反馈控制环路703的中频增益与时钟信号CLK的频率F之间亦呈正相关，即两者之间同向变化。

[0076] 逻辑电路704耦接至时钟信号产生电路702和反馈控制环路703以分别接收时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM，并根据时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM产生控制信号CTRL，从而控制开关电路705中开关的导通与关断。开关电路705耦接至逻辑电路704以接收控制信号CTRL，在控制信号CTRL的控制下导通或关断开关，从而将输入电压VIN转换为期望的输出电压VOUT。

[0077] 图8示出依据本发明一个实施例的开关电源控制方法800。开关电源通过开关的导通与关断将输入电压转换为输出电压。如图8所示，该控制方法800包括步骤801～805。在步骤801中，产生振荡电流IOSC和偏置电流IB，且振荡电流IOSC和偏置电流IB相关。在步骤802中，基于振荡电流IOSC产生频率F与振荡电流IOSC相关的时钟信号CLK以控制开关导通或关断的频率。在一个实施例中，时钟信号CLK的产生是利用振荡电流IOSC对振荡电容COSC充电实现的。在步骤803中，根据开关电源的输出信号VOUT产生脉冲宽度调制信号PWM以控制开关导通或关断的时长。其中，脉冲宽度调制信号PWM使得开关电源的带宽与偏置电流IB相关。在步骤804中，控制方法800根据时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号PWM产生控制信号CTRL以控制开关的导通与关断。在步骤805中，控制方法800根据控制信号CTRL控制开关的导通与关断，从而控制输入电压VIN转换为输出电压VOUT。在控制方法800中，振荡电流和偏置电流相关以使开关电源带宽与开关频率同向变化。在一个实施例中，振荡电流IOSC和偏置电流IB呈正相关，开关电源带宽与偏置电流IB呈正相关，而开关频率与振荡电流IOSC呈正相关，因而开关电源带宽与开关频率呈正相关。在另一实施例中，振荡电流IOSC和偏置电流IB成比例，时钟信号CLK的开关频率F与振荡电流IOSC成比例，且开关电源的带宽与偏置电流IB成比例，因而开关电源带宽与开关频率成比例。

[0078] 虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。