本发明公开了一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，包括电压自调节电路，启动电路，一阶温度补偿基准电压产生电路，误差放大器，偏置电压产生电路和基准启动电路。该带隙基准电压源利用电压自调节电路对电源噪声先进行一定程度的抑制，再给后级的带隙基准电路提供电源，带隙基准电路对噪声进行进一步抑制，从而使整个电源具有很高的电源抑制比。此外，该自调节电路还具有一个反馈回路，能自动调节输出电流的大小，解决了由于后级电路所需的电流突然增大给整个电路造成不稳定的问题，同时可进一步提高带隙基准电压源的电源抑制比，相比于传统带隙基准电压源稳定性更好，电源抑制比更高，可适应高精度的工作要求。
1.一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，包括直流电压源Vdd、一阶温度补偿基准电压产生电路(3)、误差放大器(4)、偏置电压产生电路(5)和基准启动电路(6)，其特征在于，还包括电压自调节电路(1)和启动电路(2)；直流电压源Vdd为所述带隙基准电压源提供电源电压；电压自调节电路(1)以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，接收偏置电压产生电路(5)输出的偏置电压信号，根据偏置电压信号对起始电压中的噪声进行第一次抑制产生第一抑制信号，并将第一抑制信号分别输入一阶温度补偿基准电压产生电路(3)、误差放大器(4)、偏置电压产生电路(5)和基准启动电路(6)的电源电压信号输入端；所述启动电路(2)以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，同时分别与电压自调节电路(1)和偏置电压产生电路(5)相连，当电压自调节电路(1)工作时，启动电路(2)截止，当电压自调节电路(1)停止工作时，启动电路(2)导通，控制电压自调节电路(1)开始工作；一阶温度补偿基准电压产生电路(3)与误差放大器(4)相连，向误差放大器(4)提供放大器偏置电压信号，同时接收误差放大器(4)输出的电压调节信号，并将调节电压信号转化为零温度系数的电流，进而产生基准电压，基准电压作为所述带隙基准电压源的输出信号；一阶温度补偿基准电压产生电路(3)同时与基准启动电路(6)相连，接收基准启动电路(6)输出的基准启动电流信号，并向基准启动电路(6)输入启动偏置信号；误差放大器(4)与偏置电压产生电路(5)相连，向偏置电压产生电路(5)输入电压调节信号；
所述电压自调节电路(1)包括：PMOS管MP1a、MP2、MP3、MP1b、MP12和NMOS管MN1a、MN1b、MN2、MN3a和MN3b；其中，MP1b、MP12、MN3a和MN3b构成反馈回路；
MP1a、MP1b、MP12和MP2的源极相连，其连接点与直流电源Vdd相连；MP1a的栅极、MP1a的漏极、MP1b的栅极、MN1a的漏极相连；MP1b的漏极、MN3a的漏极、MN3a的栅极、MN3b的栅极相连；MP12的栅极、MP12的漏极、MP2的栅极、MN3b的漏极相连；MP2的漏极、MN3a的源极、MN3b的源极、MP3的源极、MN2的漏极相连，MP2漏极、MN3a源极、MN3b源极、MP3源极、MN2漏极的连接点作为所述电压自调节电路(1)的第一抑制信号输出端；MP3的栅极作为电压自调节电路(1)的第二偏置信号输入端，MP3的漏极、MN2的栅极、MN1b的漏极相连；MN2的源极、MN1b的源极、MN1a的源极相连，MN2源极、MN1b源极、MN1a源极的连接点接地；MN1a的栅极和MN1b的栅极相连，MN1a和MN1b栅极的连接点作为电压自调节电路(1)的第一偏置信号输入端；MP12和MN3b构成一个反馈放大器，MP1b和MN3a为MN3b提供偏置电流；反馈回路将电压自调节电路(1)输出电流的变化控制在一定范围内，避免后级电路因为输入的电流突然变化导致不能正常工作；电压自调节电路(1)通过第一偏置信号输入端和第二偏置信号输入端与偏置电压产生电路(5)相连，接收偏置电压产生电路(5)输出的第一偏置电压信号和第二偏置电压信号。
2.根据权利要求1所述的一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，其特征在于，所述启动电路(2)包括NMOS管MN4、MN5和电阻R1；R1的一端与直流电源Vdd相连，另一端与MN5的栅极相连，MN5的栅极同时与MN4的漏极相连，MN5的漏极与电压自调节电路(1)中MP1a和MN1a的漏极连接点相连，MN5的源极接地，MN4的栅极与电压自调节电路(1)的第一偏置信号输入端相连，MN4的源极接地。
3.根据权利要求2所述的一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，其特征在于，所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)包括PMOS管MP4a、MP4b、MP6、MP7，电阻R2、R3a、R3b、R4和NPN管Q1、Q2、Q3；MP4a、MP4b、MP6、MP7的源极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第一输入端接收电压自调节电路(1)输出的第一抑制信号；MP4a、MP4b、MP6的栅极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第三输入端接收误差放大器(4)输出的电压调节信号，该电压调节信号通过MP4a、MP4b、MP6转换为零温度系数的电流，进而通过电阻R4产生基准电压；MP4a的漏极与所述误差放大器(4)的同相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第三输出端，MP4a的漏极同时与电阻R3a和R2相连，R3a的另一端接地，R2的另一端与NPN管Q1的集电极相连；Q1的集电极与基极相连，发射极接地；MP4b的漏极与所述误差放大器(4)的反相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第四输出端，MP4b的漏极与NPN管Q2的集电极相连，Q2的集电极与基极相连，发射极接地，MP4b的漏极与电阻R3b的一端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第二输入端接收基准启动电路(6)输出的基准启动电流信号，R3b的另一端接地，MP4b的漏极与NPN管Q3的基极相连；MP6的漏极通过电阻R4接地，MP6与R4的连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第五输出端，作为所述带隙基准电压源的基准电压输出端；MP7的栅极与漏极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第一输出端向基准启动电路(6)输出启动偏置信号，MP7的漏极与NPN管Q3的集电极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路(3)的第二输出端为误差放大器(4)供电，Q3的发射极接地。
4.根据权利要求3所述的一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，其特征在于，误差放大器(4)包括PMOS管MP10a、MP10b、MP11a、MP11b，NPN管Q4、Q5，NMOS管MN7a、MN7b、MN8a、MN8b和电容C1；MP10a、MP10b、MP11a、MP11b的源极相连，其连接点作为误差放大器(4)的第一输入端接收电压自调节电路(1)输出的第一抑制信号作为供电电压；MP10a、MP10b的栅极相连，其连接点作为误差放大器(4)的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路(3)输出的供电电压；MP10a的漏极与NPN管Q4的集电极相连，同时与NMOS管MN8a的漏极相连；
MP10b的漏极与NPN管Q5的集电极相连，同时与NMOS管MN7a的漏极相连；NPN管Q4和Q5为共射极连接，且连接点接地，Q4的基极作为误差放大器(4)的反相输入端，Q5的基极作为误差放大器(4)的同相输入端；MN7a的漏极与栅极相连，MN7a的源极接地，MN7a的栅极与MN7b的栅极相连；MN8a的漏极与栅极相连，MN8a的源极接地，MN8a的栅极与MN8b的栅极相连；MP11a与MP11b的栅极相连，MP11a的栅极和漏极相连，同时MP11a的漏极与MN8b的漏极相连；MP11b的漏极与MN7b的漏极相连，其连接点作为误差放大器(4)的输出端；MN8b和MN7b的源极接地；
5.根据权利要求4所述的一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，其特征在于，所述偏置电压产生电路(5)包括：PMOS管MP5、MP13，NMOS管MN6和电阻R6；MP5的源极与MP13的源极相连，其连接点作为偏置电压产生电路(5)的第一输入端接收电压自调节电路(1)输出的第一抑制信号；MP5的栅极和MP13的栅极相连，其连接点作为偏置电压产生电路(5)的第二输入端与误差放大器(4)的输出端相连；MP5的漏极与MN6的漏极相连，连接点作为偏置电压产生电路(5)的第一输出端向电压自调节电路(1)输出第一偏置电压信号；MN6的漏极与栅极相连，MN6的源极接地；MP13的漏极通过R6接地，MP13与R6的接点作为偏置电压产生电路(5)的第二输出端向电压自调节电路(1)输出第二偏置电压信号。
6.根据权利要求5所述的一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，其特征在于，所述基准启动电路(6)包括PMOS管MP8、MP9和电阻R5；MP8和MP9的源极相连，连接点作为基准启动电路(6)的第一输入端接收电压自调节电路(1)输出的第一抑制信号；MP8的栅极作为基准启动电路(6)的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路(3)输出的启动偏置信号；MP8的漏极通过R5接地；MP9的栅极与MP8和R5的接点相连，MP9漏极作为基准启动电路(6)的输出端向一阶温度补偿基准电压产生电路(3)输入基准启动电流信号。
一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源
技术领域
[0001] 本发明涉及用于射频、数模混合电路的基准电压源，尤其是一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源。
背景技术
[0002] 随着系统集成技术的快速发展，基准电压源已成为数字模拟电路中不可缺少的基本电路模块，广泛应用于通信电路、存储器、传感器等领域。基准电压源的作用主要在于向电路中的其他模块提供稳定的基准电压，基准电压源的稳定性直接关系到电路的工作状态及电路的性能。为了满足电路在不同外界环境下的正常工作要求，基准电压源应具有输出稳定、抗干扰能力强、温度系数小等优点，在现有技术中常用基准电压源主要有齐纳二极管电压源和带隙基准电压源两种，带隙基准电压源由于建立在非表面的带隙机理上，因此具有更好的稳定性，应用范围也更加广泛。
[0003] 在一般的电路设计中，带隙基准电压源通常采用双极型器件来实现，双极型晶体管的基区-发射区电压VBE是一个负温度系数的电压量，在两个不同的电流密度偏置下，两个基区-发射区电压之差ΔVBE是正温度系数的量，将VBE与ΔVBE以一定的比例组合，会产生一个近零温度系数的电压，该电压就是带隙基准电压，根据不同的设计要求，带隙基准电压约为1.25V到10V。但是，带隙基准电压中不可避免的会受到运放、电源、电阻的噪声影响，限制了带隙基准电压电源在高精度领域的应用，为了解决这一问题，通常采用的方法为提高带隙基准电压电源的电源抑制比。电源抑制比是输入电源变化量与输出电压变化量的比值，这个参数反应了噪声信号在输出信号中相应产生多大变化量，电源抑制比越高，表示电路对噪声的抑制越强。在高速高精度的应用场合，需要带隙基准电压源的电源抑制比非常高，以抑制噪声信号对输出信号的影响。
[0004] 传统的单独带隙基准电压源对于低频噪声信号主要通过电路中误差放大器来抑制，对于高频噪声信号主要通过RC滤波来抑制，而对于中频的噪声的抑制，则需要提高环路宽度和降低输出RC带宽，这样会导致带隙基准电压源的功耗增加，结构更加复杂，对其制作工艺的要求更高。
发明内容
[0005] 发明目的：为解决上述技术问题，提供一种具有低功耗、高电源抑制比、性能稳定且结构简单的基准电压源，本发明提出一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，采用电压自调节电路对电源噪声进行第一次抑制，并将抑制后的电压信号作为电源信号输入一阶温度补偿基准电压产生电路，一阶温度补偿基准电压产生电路对电源噪声进行第二次抑制，本发明通过将电压自调节技术与带隙基准电压源温度补偿技术相结合的方式，可有效提高带隙基准电压源的电源抑制比，使带隙基准电压源可以适应高精度的应用需求。
[0006] 技术方案：为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明提出一种具有高电源抑制比的带隙基准电压源，包括直流电压源Vdd、一阶温度补偿基准电压产生电路3、误差放大器4、偏置电压产生电路5和基准启动电路6，还包括电压自调节电路1和启动电路2；直流电压源Vdd为所述带隙基准电压源提供电源电压；电压自调节电路1以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，接收偏置电压产生电路5输出的偏置电压信号，根据偏置电压信号对起始电压中的噪声进行第一次抑制产生第一抑制信号，并将第一抑制信号分别输入一阶温度补偿基准电压产生电路3、误差放大器4、偏置电压产生电路5和基准启动电路6的电源电压信号输入端；所述启动电路2以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，同时分别与电压自调节电路1和偏置电压产生电路5相连，当电压自调节电路1工作时，启动电路2截止，当电压自调节电路1停止工作时，启动电路2导通，控制电压自调节电路1开始工作；一阶温度补偿基准电压产生电路3与误差放大器4相连，向误差放大器4提供放大器偏置电压信号，同时接收误差放大器4输出的电压调节信号，并将调节电压信号转化为零温度系数的电流，进而产生基准电压，基准电压作为所述带隙基准电压源的输出信号；一阶温度补偿基准电压产生电路3同时与基准启动电路6相连，接收基准启动电路6输出的基准启动电流信号，并向基准启动电路6输入启动偏置信号；误差放大器4与偏置电压产生电路5相连，向偏置电压产生电路5输入电压调节信号；
[0007] 所述电压自调节电路1包括：PMOS管MP1a、MP2、MP3、MP1b、MP12和NMOS管MN1a、MN1b、MN2、MN3a和MN3b；其中，MP1b、MP12、MN3a和MN3b构成反馈回路；
[0008] MP1a、MP1b、MP12和MP2的源极相连，其连接点与直流电源Vdd相连；MP1a的栅极、MP1a的漏极、MP1b的栅极、MN1a的漏极相连；MP1b的漏极、MN3a的漏极、MN3a的栅极、MN3b的栅极相连；MP12的栅极、MP12的漏极、MP2的栅极、MN3b的漏极相连；MP2的漏极、MN3a的源极、MN3b的源极、MP3的源极、MN2的漏极相连，MP2漏极、MN3a源极、MN3b源极、MP3源极、MN2漏极的连接点作为所述电压自调节电路1的第一抑制信号输出端；MP3的栅极作为电压自调节电路1的第二偏置信号输入端，MP3的漏极、MN2的栅极、MN1b的漏极相连；MN2的源极、MN1b的源极、MN1a的源极相连，MN2源极、MN1b源极、MN1a源极的连接点接地；MN1a的栅极和MN1b的栅极相连，MN1a和MN1b栅极的连接点作为电压自调节电路1的第一偏置信号输入端；MP12和MN3b构成一个反馈放大器，MP1b和MN3a为MN3b提供偏置电流；反馈回路将电压自调节电路(1)输出电流的变化控制在一定范围内，避免后级电路因为输入的电流突然变化导致不能正常工作；电压自调节电路1通过第一偏置信号输入端和第二偏置信号输入端与偏置电压产生电路5相连，接收偏置电压产生电路5输出的第一偏置电压信号和第二偏置电压信号。
[0009] 优选的，所述启动电路2包括NMOS管MN4、MN5和电阻R1；R1的一端与直流电源Vdd相连，另一端与MN5的栅极相连，MN5的栅极同时与MN4的漏极相连，MN5的漏极与电压自调节电路1中MP1a和MN1a的漏极连接点相连，MN5的源极接地，MN4的栅极与电压自调节电路1的第一偏置信号输入端相连，MN4的源极接地。
[0010] 优选的，所述一阶温度补偿基准电压产生电路3包括PMOS管MP4a、MP4b、MP6、MP7，电阻R2、R3a、R3b、R4和NPN管Q1、Q2、Q3；MP4a、MP4b、MP6、MP7的源极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP4a、MP4b、MP6的栅极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第三输入端接收误差放大器4输出的电压调节信号，该电压调节信号通过MP4a、MP4b、MP6转换为零温度系数的电流，进而通过电阻R4产生基准电压；MP4a的漏极与所述误差放大器4的同相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第三输出端，MP4a的漏极同时与电阻R3a和R2相连，R3a的另一端接地，R2的另一端与NPN管Q1的集电极相连；Q1的集电极与基极相连，发射极接地；MP4b的漏极与所述误差放大器4的反相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第四输出端，MP4b的漏极与NPN管Q2的集电极相连，Q2的集电极与基极相连，发射极接地，MP4b的漏极与电阻R3b的一端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第二输入端接收基准启动电路6输出的基准启动电流信号，R3b的另一端接地，MP4b的漏极与NPN管Q3的基极相连；MP6的漏极通过电阻R4接地，MP6与R4的连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第五输出端，作为所述带隙基准电压源的基准电压输出端；MP7的栅极与漏极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第一输出端向基准启动电路6输出启动偏置信号，MP7的漏极与NPN管Q3的集电极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第二输出端为误差放大器4供电，Q3的发射极接地。
[0011] 优选的，误差放大器4包括PMOS管MP10a、MP10b、MP11a、MP11b，NPN管Q4、Q5，NMOS管MN7a、MN7b、MN8a、MN8b和电容C1；MP10a、MP10b、MP11a、MP11b的源极相连，其连接点作为误差放大器4的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号作为供电电压；MP10a、MP10b的栅极相连，其连接点作为误差放大器4的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路3输出的供电电压；MP10a的漏极与NPN管Q4的集电极相连，同时与NMOS管MN8a的漏极相连；MP10b的漏极与NPN管Q5的集电极相连，同时与NMOS管MN7a的漏极相连；NPN管Q4和Q5为共射极连接，且连接点接地，Q4的基极作为误差放大器4的反相输入端，Q5的基极作为误差放大器4的同相输入端；MN7a的漏极与栅极相连，MN7a的源极接地，MN7a的栅极与MN7b的栅极相连；MN8a的漏极与栅极相连，MN8a的源极接地，MN8a的栅极与MN8b的栅极相连；MP11a与MP11b的栅极相连，MP11a的栅极和漏极相连，同时MP11a的漏极与MN8b的漏极相连；MP11b的漏极与MN7b的漏极相连，其连接点作为误差放大器4的输出端；MN8b和MN7b的源极接地；电容C1的一端与MN7b漏极相连，另一端接地。
[0012] 优选的，所述偏置电压产生电路5包括：PMOS管MP5、MP13，NMOS管MN6和电阻R6；MP5的源极与MP13的源极相连，其连接点作为偏置电压产生电路5的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP5的栅极和MP13的栅极相连，其连接点作为偏置电压产生电路5的第二输入端与误差放大器4的输出端相连；MP5的漏极与MN6的漏极相连，连接点作为偏置电压产生电路5的第一输出端向电压自调节电路1输出第一偏置电压信号；MN6的漏极与栅极相连，MN6的源极接地；MP13的漏极通过R6接地，MP13与R6的接点作为偏置电压产生电路5的第二输出端向电压自调节电路1输出第二偏置电压信号。
[0013] 优选的，所述基准启动电路6包括PMOS管MP8、MP9和电阻R5；MP8和MP9的源极相连，连接点作为基准启动电路6的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP8的栅极作为基准启动电路6的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路3输出的启动偏置信号；MP8的漏极通过R5接地；MP9的栅极与MP8和R5的接点相连，MP9漏极作为基准启动电路6的输出端向一阶温度补偿基准电压产生电路3输入基准启动电流信号。
[0014] 有益效果：相比于传统基准电压源，本发明具有以下优点：
[0015] 1、本发明采用电压自调节电路与一阶温度补偿基准电压产生电路相结合的设计方式，对于电源噪声可以进行两次抑制，使带隙基准电源电压的电源抑制比大大提高；
[0016] 2、该电压自调节电路具有一个反馈回路，能自动调节输出电流的大小，解决了由于后级电路所需的电流突然增大给整个电路造成不稳定的问题，增加了电路的稳定性；
[0017] 3、该电压自调节电路不仅仅可以应用于本发明中所使用的一阶温度补偿带隙基准产生电路，还可以适用于其他的带隙基准产生电路，兼容性强；
[0018] 4、本发明中的一阶温度补偿带隙基准电压源采用寄生NPN管，可以在CMOS工艺下实现；采用电流模结构，适合低电源电压下工作，具有低功耗的优点。
附图说明
[0019] 图1为本发明的结构图；
[0020] 图2为本发明实施例的整体电路拓扑图；
[0021] 图3为启动电路和电压自调节电路中不包含反馈回路的电路拓扑图；
[0022] 图4为启动电路和电压自调节电路中包含反馈回路的电路拓扑图；
[0023] 图5为误差放大器的电路拓扑图；
[0024] 图6为传统带隙基准电压源和本发明提供的具有高电源抑制比的带隙基准电压源对于电源噪声的抑制效果仿真图。
[0025] 图中，1、电压自调节电路，2、启动电路，3、一阶温度补偿基准电压产生电路，4、误差放大器，5、偏置电压产生电路，6、基准启动电路。
具体实施方式
[0026] 下面结合附图与实施例对本发明作更进一步的说明。
[0027] 如图1所示为本发明的结构图，所述具有高电源抑制比的带隙基准电压源包括直流电压源Vdd、一阶温度补偿基准电压产生电路3、误差放大器4、偏置电压产生电路5和基准启动电路6，还包括电压自调节电路1和启动电路2；直流电压源Vdd为所述带隙基准电压源提供电源电压；电压自调节电路1以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，接收偏置电压产生电路5输出的偏置电压信号，根据偏置电压信号对起始电压中的噪声进行第一次抑制产生第一抑制信号，并将第一抑制信号分别输入一阶温度补偿基准电压产生电路3、误差放大器4、偏置电压产生电路5和基准启动电路6的电源电压信号输入端；所述启动电路2以直流电压源电压Vdd作为起始电压信号，同时分别与电压自调节电路1和偏置电压产生电路5相连，当电压自调节电路1工作时，启动电路2截止，当电压自调节电路1停止工作时，启动电路2导通，控制电压自调节电路1开始工作；一阶温度补偿基准电压产生电路3与误差放大器4相连，向误差放大器4提供放大器偏置电压信号，同时接收误差放大器4输出的电压调节信号，并将电压调节信号转化为零温度系数的电流，进而产生基准电压，基准电压作为所述带隙基准电压源的输出信号；一阶温度补偿基准电压产生电路3同时与基准启动电路6相连，接收基准启动电路6输出的基准启动电流信号，并向基准启动电路6输入启动偏置信号；误差放大器4与偏置电压产生电路5相连，向偏置电压产生电路5输入电压调节信号。
[0028] 实施例1：所述电压自调节电路1和启动电路2的电路结构为如图3所示：
[0029] 电压自调节电路1包括：PMOS管MP1a、MP2、MP3、MP1b、MP12和NMOS管MN1a、MN1b、MN2、MN3a和MN3b；其中，MP1b、MP12、MN3a和MN3b构成反馈回路；
[0030] MP1a、MP1b、MP12和MP2的源极相连，其连接点与直流电源Vdd相连；MP1a的栅极、MP1a的漏极、MP1b的栅极、MN1a的漏极相连；MP1b的漏极、MN3a的漏极、MN3a的栅极、MN3b的栅极相连；MP12的栅极、MP12的漏极、MP2的栅极、MN3b的漏极相连；MP2的漏极、MN3a的源极、MN3b的源极、MP3的源极、MN2的漏极相连，MP2漏极、MN3a源极、MN3b源极、MP3源极、MN2漏极的连接点作为所述电压自调节电路(1)的第一抑制信号输出端；MP3的栅极作为电压自调节电路(1)的第二偏置信号输入端，MP3的漏极、MN2的栅极、MN1b的漏极相连；MN2的源极、MN1b的源极、MN1a的源极相连，MN2源极、MN1b源极、MN1a源极的连接点接地；MN1a的栅极和MN1b的栅极相连，MN1a和MN1b栅极的连接点作为电压自调节电路(1)的第一偏置信号输入端；MP12和MN3b构成一个反馈放大器，MP1b和MN3a为MN3b提供偏置电流；反馈回路将电压自调节电路(1)输出电流的变化控制在一定范围内，避免后级电路因为输入的电流突然变化导致不能正常工作；电压自调节电路(1)通过第一偏置信号输入端和第二偏置信号输入端与偏置电压产生电路(5)相连，接收偏置电压产生电路(5)输出的第一偏置电压信号和第二偏置电压信号。
[0031] 启动电路2包括：NMOS管MN4、MN5和电阻R1；R1的一端与直流电源Vdd相连，另一端与MN5的栅极相连，MN5的栅极同时与MN4的漏极相连，MN5的漏极与电压自调节电路1中MP1a和MN1a的漏极连接点相连，MN5的源极接地，MN4的栅极与电压自调节电路1的第一偏置信号输入端相连，MN4的源极接地。
[0032] 所述一阶温度补偿基准电压产生电路3、误差放大器4、偏置电压产生电路5和基准启动电路6的优选设计如图2所示：
[0033] 一阶温度补偿基准电压产生电路3包括PMOS管MP4a、MP4b、MP6、MP7，电阻R2、R3a、R3b、R4和NPN管Q1、Q2、Q3；MP4a、MP4b、MP6、MP7的源极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP4a、MP4b、MP6的栅极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第三输入端接收误差放大器4输出的电压调节信号，该电压调节信号通过MP4a、MP4b、MP6转换为零温度系数的电流，进而通过电阻R4产生基准电压；MP4a的漏极与所述误差放大器4的同相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第三输出端，MP4a的漏极同时与电阻R3a和R2相连，R3a的另一端接地，R2的另一端与NPN管Q1的集电极相连；Q1的集电极与基极相连，发射极接地；MP4b的漏极与所述误差放大器4的反相输入端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第四输出端，MP4b的漏极与NPN管Q2的集电极相连，Q2的集电极与基极相连，发射极接地，MP4b的漏极与电阻R3b的一端相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第二输入端接收基准启动电路6输出的基准启动电流信号，R3b的另一端接地，MP4b的漏极与NPN管Q3的基极相连；MP6的漏极通过电阻R4接地，MP6与R4的连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第五输出端，作为所述带隙基准电压源的基准电压输出端；MP7的栅极与漏极相连，其连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第一输出端向基准启动电路6输出启动偏置信号，MP7的漏极与NPN管Q3的集电极相连，连接点为所述一阶温度补偿基准电压产生电路3的第二输出端为误差放大器4供电，Q3的发射极接地。
[0034] 误差放大器4包括PMOS管MP10a、MP10b、MP11a、MP11b，NPN管Q4、Q5，NMOS管MN7a、MN7b、MN8a、MN8b和电容C1；MP10a、MP10b、MP11a、MP11b的源极相连，其连接点作为误差放大器4的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号作为供电电压；MP10a、MP10b的栅极相连，其连接点作为误差放大器4的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路3输出的供电电压；MP10a的漏极与NPN管Q4的集电极相连，同时与NMOS管MN8a的漏极相连；MP10b的漏极与NPN管Q5的集电极相连，同时与NMOS管MN7a的漏极相连；NPN管Q4和Q5为共射极连接，且连接点接地，Q4的基极作为误差放大器4的反相输入端，Q5的基极作为误差放大器4的同相输入端；MN7a的漏极与栅极相连，MN7a的源极接地，MN7a的栅极与MN7b的栅极相连；MN8a的漏极与栅极相连，MN8a的源极接地，MN8a的栅极与MN8b的栅极相连；MP11a与MP11b的栅极相连，MP11a的栅极和漏极相连，同时MP11a的漏极与MN8b的漏极相连；MP11b的漏极与MN7b的漏极相连，其连接点作为误差放大器4的输出端；MN8b和MN7b的源极接地；电容C1的一端与MN7b漏极相连，另一端接地。
[0035] 偏置电压产生电路5包括：PMOS管MP5、MP13，NMOS管MN6和电阻R6；MP5的源极与MP13的源极相连，其连接点作为偏置电压产生电路5的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP5的栅极和MP13的栅极相连，其连接点作为偏置电压产生电路5的第二输入端与误差放大器4的输出端相连；MP5的漏极与MN6的漏极相连，连接点作为电压产生电路5的第一输出端向电压自调节电路1输出第一偏置电压信号；MN6的漏极与栅极相连，MN6的源极接地；MP13的漏极通过R6接地，MP13与R6的接点作为电压产生电路5的第二输出端向电压自调节电路1输出第二偏置电压信号。
[0036] 基准启动电路6包括PMOS管MP8、MP9和电阻R5；MP8和MP9的源极相连，连接点作为基准启动电路6的第一输入端接收电压自调节电路1输出的第一抑制信号；MP8的栅极作为基准启动电路6的第二输入端接收一阶温度补偿基准电压产生电路3输出的启动偏置信号；MP8的漏极通过R5接地；MP9的栅极与MP8和R5的接点相连，MP9漏极作为基准启动电路6的输出端向一阶温度补偿基准电压产生电路3输入基准启动电流信号。
[0037] 下面通过具体原理阐述电压自调节电路1对提高电源抑制比的作用。
[0038] 当上述带隙基准电压源不包括电压自调节电路1时，即一阶温度补偿基准电压产生电路直接由直流电源Vdd供电，假设电源噪声为一个交流小信号，表示为VaVdd，设经过电路作用在带隙基准的输出端的产生的输出噪声信号为Vavf，则可以得到电源抑制比PSRR，表达式为：
[0039]
[0040] 电源抑制比PSRR的值越大表示对电源噪声的抑制越强。
[0041] 根据图2所示的电路连接关系，还可以得到以下公式：
[0042]
[0043] 式中，Vf为误差放大器4的输出端信号，代表PMOS管MP4a和MP4b由于电源噪声VaVdd所产生的电压变化，Va为误差放大器的同相输入端电压变化大小，Vb为误差放大器的反相输入端电压变化大小，Add表示误差放大器的电源抑制能力(电源噪声从电源到放大器输出端的小信号增益)；gm6表示PMOS管MP6的跨导，gm4表示PMOS管MP4a和MP4b整体的跨导，其中gm6与gm4的值相等；RQ1和RQ2分别为NPN
[0044] 晶体管Q1和Q2的等效电阻。令，
[0045] Rx＝R3b||RQ2
[0046] Ry＝R3a||(R2+RQ1)
[0047] 将式2带入式1，可得到不包括电压自调节电路1的带隙基准电压源的电源抑制比PSRR，表达式为：
[0048]
[0049] 当上述带隙基准电压源包括电压自调节电路1时，如图3所示，电压自调节电路1对电源噪声Vavdn进行第一次抑制，根据图3可以得到以下公式：
[0050]
[0051] 式中，Vregn为电压自调节电路1输出的噪声信号，Vn为由于电源噪声的作用，PMOS管MP2栅极的电压变化值，Ax表示电源噪声Vavdn到MP2栅极电压变化的增益，Ax为接近于1的一个常数，gm2为PMOS管MP2的跨导，Vreg为输入的直流电压Vdd在电压自调节电路1的输出信号，Rregn为从电压自调节电路1输出端看进去的等效输出电阻。将式4带入式1，可得到电压自调节电路1的电源抑制比的表达式为：
[0052]
[0053] Rregn的值约为 其中gnm2为NMOS管MN2的跨导，将Rregn的值带入式5可得[0054]
[0055] 将式6带入式1可得包括电压自调节电路1的带隙基准电压源电源抑制比PSRR_H表达式为：
[0056]
[0057] 式中，
[0058] Rx＝R3b||RQ2
[0059] Ry＝R3a|(R2+RQ1)
[0060] 将式3与式7比较可知，带有电压自调节电路1的带隙基准电压源的电源抑制比PSRR_H要远大于前面推导的没有电压自调节电路1作用的一阶温度补偿基准电压产生电路的电源抑制比，即包括电压自调节电路1的带隙基准电压源对于电源噪声的抑制能力更强。
[0061] 实施例2：根据实施例1的带隙基准电压源，电压自调节电路1还包括一个反馈电路，反馈回路如图4所示，包括：PMOS管MP1b、MP12和NMOS管MN3a和MN3b；MP1b和MP12的源极均与直流电源Vdd相连，MP1b的栅极与MP1a的栅极相连，MP1b的漏极与MN3a的漏极相连同时与MN3a的栅极相连；MN3a的栅极与MN3b的栅极相连，MN3a与MN3b的源极相连且连接点与MP2和MN2的漏极相连；MN3b的漏极与MP2的栅极相连同时与MP12的栅极和漏极相连；其中MP12和MN3b构成一个反馈放大器，MP1b和MN3a为MN3b提供偏置电流；反馈回路将电压自调节电路1输出电流的变化控制在一定范围内，避免后级电路因为输入的电流突然变化导致不能正常工作。
[0062] 下面通过具体原理阐述反馈电路对提高电路稳定性的作用。
[0063] 假设由于后级电路特别是一阶温度补偿基准电压产生电路由于特别大的噪声干扰，后级电路在电压自调节电路1的输出端输出的电流变大。当电路不包括上述反馈回路时，电路如图3所示，PMOS管MP2漏极输出固定的电流，电压自调节电路1输出端电压Vreg变小。Vreg变小一方面会导致NMOS管MN2所在支路电流变小，使管子进入线性区。另一方面，后级的电路特别是一阶温度补偿基准电压产生电路会由于Vreg输出端电压变小而不能正常工作。
[0064] 但是，当电路包括反馈回路时，电路如图4所示，当Vreg输出端电压变小，PMOS管MP2栅极电压会相应减小，从而使MP2的漏极输出电流增大，大大降低了由于后级噪声干扰电压自调节电路1输出端电压Vreg变小使得电路不正常工作的可能性，增加了电路的稳定性。还有值得一提的是，反馈环路能进一步减小Vreg输出端的输出阻抗，提高了电源抑制比。
[0065] 图6展示了两幅电源抑制比的对比图，前者为不加电压自调节电路的带隙基准电压源对噪声抑制效果的波形图，后者本发明对噪声抑制效果的波形图。比较可见，带有电压自调节电路的带隙基准电压源电源抑制比更高。普通的带隙基准电压源电源抑制比在低频约为72.29dB，在1kHz处约为62.34dB。本发明提出的带隙基准电压源电源抑制比在低频约为139.5dB，相比前者提高67.21dB；在1kHz处约为120.4dB，相比前者提高58.06dB。
[0066] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
