表面清洁器具

摘要

一种表面处理器具包括清洁器头，包括搅拌器和用于驱动搅拌器的电机。该器具还包括开关，将电机联接到电源电压；电压传感器，用于测量电源电压的幅度；电流传感器，用于测量穿过电机的电流的幅度；以及控制器，配置为输出PWM信号，用于控制所述开关。控制器于是响应于电源电压的变化和响应于穿过电机的电流变化而调整PWM信号的占空比。

权利要求

1.一种表面清洁器具，包括：

清洁器头，包括搅拌器和用于驱动搅拌器的电机；

开关，将电机联接到电源电压；

电压传感器，用于测量电源电压的幅度；

电流传感器，用于测量穿过电机的电流的幅度；以及控制器，配置为输出PWM信号，用于控制所述开关，其中控制器响应于电源电压的变化和响应于穿过电机的电流变化而调整PWM信号的占空比。

2.如权利要求1所述的器具，其中控制器调整占空比以保持到电机的恒定输入电压。

3.如权利要求1所述的器具，其中控制器响应于电源电压的减小和响应于电机电流增大而增大占空比。

4.如权利要求1所述的器具，其中响应于给定电机电流变化，控制器在电源电压较低时以较大的量调整占空比。

5.如权利要求1所述的器具，其中控制器存储电压查找表和电流查找表，控制器使用测得的电源电压索引电压查找表以选择第一值，控制器使用测得的电机电流索引电流查找表以选择第二值，且占空比由第一值和第二值之和限定。

6.如权利要求5所述的器具，其中控制器使用测得的电机电流和测得的电源电压索引电流查找表，以选择第二值。

7.如权利要求1所述的器具，其中控制器在电机静止时使用预定占空比，控制器使用测得的电源电压和测得的电机电流确定目标占空比，且控制器周期性地以固定量增大该占空比，直到该占空比等于或大于目标占空比。

8.如权利要求1至7中任一项所述的器具，其中器具包括电池组，其提供电源电压。

说明书

表面清洁器具

技术领域

[0001] 本发明提供了一种表面处理器具。

背景技术

[0002] 表面处理器具，譬如真空吸尘器，可以包括清洁器头，其具有由电机驱动的搅拌器。用于为电机提供电力的电源电压的变化往往会影响电机的性能。结果，器具的效率会不一致。

发明内容

[0003] 本发明提供了一种表面处理器具，包括：清洁器头，包括搅拌器和用于驱动搅拌器的电机；开关，将电机联接到电源电压；电压传感器，用于测量电源电压的幅度；电流传感器，用于测量穿过电机的电流的幅度；以及控制器，配置为输出PWM信号，用于控制所述开关，其中控制器响应于电源电压的变化和响应于电机电流的变化而调整PWM信号的占空比。

[0004] 通过响应于电源电压和电机电流两者的变化改变PWM信号的占空比，可对电机实现更一致的性能。对于给定负载，电机的速度可正比于输入电压。因此，通过响应于电源电压的变化而调整PWM信号的占空比，对电机的速度的更好的控制可以被实现。特别地，控制器可以调整占空比使得，对于给定负载电机速度在一范围的不同电源电压下恒定。由于欧姆损耗，存在跨与电机串联连接的电气部件的电压降。该电压降正比于电机电流的幅度，该电机电流随电机上的负载变化而变化。因此，到电机的输入电压对负载的改变敏感。通过响应于电机电流的变化调整PWM信号的占空比，对电机速度的更好地控制可以在不同负载下操作时实现。特别地，控制器可以响应于电源电压和电机电流的变化而调整占空比，使得在一范围的不同电源电压下相同的扭矩-速度曲线被保持。

[0005] 控制器可以调整PWM信号的占空比，以便在一范围的不同电源电压下和一范围的不同电机电流下保持到电机的恒定输出电压。结果电机的性能不受电源电压的改变的影响。

[0006] 对于给定占空比，到电机的输入电压随电源电压降低而降低。因此，控制器可以响应于电源电压的降低而升高占空比。当穿过电机的电流增大时，跨与电机串联连接的那些部件的电压降增大，且由此到电机的输出电压减小。因此，控制器可以响应于电机电流的升高而升高占空比。

[0007] 当开关闭合时，跨串联连接的部件的电压降正比于电机电流。然而，当开关断开时，跨串联连接的部件的电压降为零。该电压降，当在PWM信号的每个周期上平均时，由此取决于电流和PWM的占空比，且由此取决于电源电压。因此，响应于电流变化调整占空比时，控制器可以调整占空比一个不仅取决于电机电流的变化还取决于电源电压的幅度的量。也就是说，响应于电机电流中的给定变化，控制器可调整占空比一个取决于电源电压幅度的量。更具体地，响应于较低的电源电压，控制器可调整占空比更大的量。结果当在不同电源电压下操作时电机的扭矩-速度曲线中的差异可以被减小。特别地，通过确保电机的输入电压恒定，相同的扭矩-速度曲线可以在不同电源电压下被实现。

[0008] 控制器可存储电压查找表和电流查找表，控制器可使用测得的电源电压索引电压查找表以选择第一值，控制器可使用测得的电机电流索引电流查找表以选择第二值。占空比于是由第一值和第二值之和限定。这于是具有益处在于占空比(其取决于电源电压和电机电流两者)可以以相对简单的方式获得。特别地，不需要去解潜在复杂的方程。结果，相对简单由此廉价的控制器可以被使用。

[0009] 基于上述理由，当响应于电机电流调整占空比时，可能期望调整占空比一个还取决于电源电压的量。因此，电流查找表可以存储用于不同电机电流和用于不同电源电压的不同值。控制器于是使用测得的电机电流和测得的电源电压索引电流查找表，以选择第二值。不是存储电压查找表和电流查找表，控制器可以想象存储单个较大的二维查找表。然而，存储两个查找表的益处在于不同电压分辨率可以被用于电压查找表和电流查找表。特别地，更精细的电源电压分辨率可以被用于电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于电流查找表。结果，对输入电压的相对良好的控制可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器的存储需求。

[0010] 如果PWM信号的占空比相对较高，当电机静止时，相对高的涌入电流将被电机抽取。因此，控制器可在电机静止时使用预定占空比。控制器可于是周期性地增大该占空比固定量，直到该占空比等于或大于目标占空比，目标占空比使用测得的电源电压和测得的电机电流确定。

[0011] 器具可包括电池组，其提供电源电压。当电池组放电时，电源电压自然减小。控制器于是调整PWM信号的占空比，使得电机的性能在电池组放电时相对恒定。

附图说明

[0012] 为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

[0013] 图1是根据本发明的真空吸尘器的立体视图，其中真空吸尘器的主体部被附接到第一清洁器头；

[0014] 图2是真空吸尘器的另一立体视图，其中主体部被附接到第二清洁器头；

[0015] 图3是真空吸尘器的分解视图；

[0016] 图4是第一清洁器头的分解视图；

[0017] 图5是第二清洁器头的分解视图；

[0018] 图6是真空吸尘器的抽吸源的分解视图；

[0019] 图7是真空吸尘器的电路组件的方框图；

[0020] 图8是电路组件的示意图；

[0021] 图9详细说明了逆变器响应于由电路组件的控制器发出的控制信号的允许状态；

[0022] 图10示出在加速模式中操作时与抽吸源的无刷电机相关的各种波形；

[0023] 图11示出在稳态模式中操作时与抽吸源的无刷电机相关的各种波形；

[0024] 图12详细描述了当控制清洁器头的无刷电机时，电路组件的控制器使用的电压查找表的一部分；以及

[0025] 图13详细描述了当控制清洁器头的无刷电机时，电路组件的控制器使用的电流查找表的一部分。

具体实施方式

[0026] 图1到6的真空吸尘器1包括主体部2，清洁器头3通过细长管4附接到主体部2。主体部2包括脏物分离器6，抽吸源7，电路组件8和电池组9。在使用期间，带脏物空气被抽吸通过清洁器头3且经由管4输送到脏物分离器。脏物于是通过脏物分离器6从空气分离并被保持。清洁空气然后被抽吸通过抽吸源7，然后从吸尘器1排出。

[0027] 清洁器头3和管4可以从主体部2拆卸。此外，真空吸尘器1包括第二清洁器头5，其可以直接附接到主体部2。结果，真空吸尘器1可以被用于立式或干式吸尘器(即如图1所示，第一清洁器头3和管4被附接到主体部2)或用作手持式吸尘器(即如图2所示第二清洁器头5直接附接到主体部2)。如图3和4所示，两个清洁器头3、5每个包括搅拌器10、12和用于驱动搅拌器10、12的有刷电机11、13。管4于是包括导线(未示出)，其沿着管4的长度延伸，用于将电力从主体部2输送到第一清洁器头3。

[0028] 抽吸源7包括叶轮14和用于驱动该叶轮14的无刷电机15。无刷电机15包括四极永磁转子16，其相对于四极定子17旋转。围绕定子17缠绕的导线联接在一起以形成单相绕组18。

[0029] 现在参考图7和8，电路组件8负责控制真空吸尘器1的操作，且包括用户可操作开关20、第一驱动电路21、第二驱动电路22、电压传感器23和控制器24。

[0030] 用户可操作开关20(图8的SW1)和电池组9在两个电压轨之间串联连接，其用于将电力供应到两个驱动电路21、22。开关20被用于将真空吸尘器1通电和断电。

[0031] 第一驱动电路21负责驱动抽吸源7的无刷电机15，且包括过滤器30、逆变器31、门驱动模块32、第一电流传感器33和位置传感器。滤波器30包括链电容C1，其平滑由于逆变器31切换造成的相对高频波动。逆变器31包括将相绕组18联接电压轨25、26的四个功率开关Q1-Q4的全桥。门驱动器模块32响应于从控制器24接收的控制信号驱动功率开关Q1-Q4的断开和闭合。电流传感器33包括定位在逆变器31和零电压轨26之间的分流电阻器R1。跨电流传感器33的电压由此提供相绕组18中的电流的测量值。跨电流传感器33的电压被作为信号I_BRUSHLESS输出至控制器24。位置传感器34包括定位在定子17的槽状开口中的霍尔效应传感器。传感器34输出数字信号HALL，其取决于穿过传感器34的磁通的方向而为逻辑高或低。HALL信号由此提供转子16的角度位置的测量值。

[0032] 第二驱动电路22负责驱动每个吸尘器3、5的有刷电机11、13，且包括开关40、驱动器41、第二电流传感器42和镇流电路43。镇流电路43、开关40和电流传感器42被串联布置在两个电压轨25、26之间。开关40采用功率开关Q5的形式，其被驱动器41响应于接收自控制器24的控制信号S5而被驱动断开或闭合。第二电流传感器42包括定位在功率开关Q5和零电压轨26之间的分流电阻器R2。跨分流电阻R2的电压提供在有刷电机11中的电流的测量值，并且作为信号I_BRUSHED输出到控制器。扼流电路43包括共模扼流器L1和与扼流器L1并联布置的二极管D1。扼流器L1的输出被联接到有刷电机11的端子。由扼流器L1和二极管D1提供的回路使得当功率开关Q5断开时有刷电机11中的电流能够续流。

[0033] 电压传感器23包括定位在两个电压轨25、26之间的分压器R3、R4。电压传感器输出信号V_DC到控制器24，其表示由电池组9提供的直流电压的缩小比例的测量值。

[0034] 控制器24包括微控制器，微控制器具有处理器、存储装置和多个外设(例如ADC、比较器、计时器等)。存储设备存储用于执行处理器的指令，以及在操作期间由处理器使用的控制参数和查找表。控制器24负责控制两个电机11、15的操作。为此，控制器24输出四个控制信号S1-S4用于控制第一驱动电路21的功率开关Q1-Q4,和另一控制信号S5用于控制第二驱动电路22的功率开关Q5。控制信号S1-S4被输出到第一驱动电路21的门驱动模块32且控制信号S5被输出到第二驱动电路22的驱动器41。

[0035] 无刷电机的控制

[0036] 图9总结了开关Q1-Q4响应于由控制器24输出的控制信号S1-S4的允许状态。后文中，术语“设置”和“清除”将分别用于指示信号已经被拉到逻辑高和低水平。如图9所示，控制器24设置S1和S4并且清除S2和S3，以便于从左到右激励相绕组18。相反地，控制器24设置S2和S3并且清除S1和S4，以便于从右到左激励相绕组18。控制器24清除S1和S3并且设置S2和S4以便于续流相绕组18。续流使得相绕组18中的电流绕逆变器31的低侧回路再循环。在本实施例中，功率开关Q1-Q4能够沿两个方向导通。因此，控制器24在续流期间闭合低侧开关Q2、Q4两者，使得电流流动穿过开关Q2和Q4，而不是较低效的二极管。可设想，逆变器31可包括功率开关，其仅沿单个方向导通。在该情况下，控制器24将清除S1、S2和S3并且设置S4，以便于从左到右续流相绕组18。控制器24于是将清除S1、S3和S4并且设置S2，以便于从右到左续流相绕组18。在逆变器31低侧回路中的电流于是向下流动通过已经闭合的低侧开关(例如Q4)，并且向上流动通过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。

[0037] 控制器24根据转子16的速度以两种模式中的一种操作。在低于预定阈值的速度下，控制器24以加速模式操作。在预定阈值的速度处或之上，控制器24以稳态模式操作。转子16的速度由HALL信号的两个连续的边缘之间的间隔T_HALL确定。该间隔将在后文中被称为HALL时段。

[0038] 在每个模式下，控制器24响应于HALL信号的边缘换向相绕组18。每个霍尔边缘对应于转子16极性的改变，且由此对应于在相绕组18中感生的反电动势的极性的改变。更具体地，每个HALL边缘对应于反电动势中的过零点。换向涉及颠倒通过相绕组18的电流的方向。因此，如果电流沿从左到右的方向流动通过相绕组18，换向涉及从右到左退出绕组。

[0039] 加速模式

[0040] 当在加速模式下操作时，控制器24与HALL信号的边缘同步地换向相绕组18。在每一个电半周期中，控制器24相继地激励和续流相绕组18。更具体地，控制器24激励相绕组18，监控电流信号I_BRUSHLESS，然后在相绕组18中的电流超过预定限制时续流相绕组18。
续流于是持续预定续流时段，在该时间期间，相绕组18中的电流下降到低于电流限值的水平。在续流时段结束时，控制器24再次激励相绕组18。激励和续流相绕组18的该过程在电半周期的整个长度上持续。控制器24由此在电半周期期间从激励切换到续流多次。

[0041] 图10示出了当在加速模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号S1-S4的波形。

[0042] 在相对低速下，在相绕组18中感生的反电动势相对较小。相绕组18中的电流由此在激励期间相对快速地升高，并且在续流期间相对缓慢地下降。此外，每个HALL时段的长度且由此每个电半周期的长度是相对长的。因此，控制器24从激励切换到续流的频率相对较高。然而，当转子速度升高时，反电动势的幅度增大且由此电流在激励期间以更慢地速率升高，且在续流期间以更快的速度降低。此外，每个电半周期的长度减小。结果，切换的频率减小。

[0043] 稳态模式

[0044] 当在稳态模式下操作时，控制器24可以相对于每个HALL边缘提前、同步或延迟换向。为了相对于特定HALL边缘换向相绕组18，控制器24响应于前一个HALL而动作。响应于前一个HALL边缘，控制器24从HALL时段T_HALL减去相时段T_PHASE，来得到换向时段T_COM：

[0045] T_COM＝T_HALL–T_PHASE

[0046] 控制器24然后在前一个HALL边缘之后的时刻T_COM处换向相绕组18。结果，控制器24相对后续HALL边缘在相时段T_PHASE处变换相绕组18的电流方向。如果相时段为正，则换向在HALL边缘之前发生(提前换向)。如果相时段为零，则换向在HALL边缘处发生(同步换向)。并且如果相时段为负，则换向在HALL边缘之后发生(延迟换向)。

[0047] 提前换向在较高转子速度下使用，而延迟换向在较低转子速度下使用。当转子16的速度增大时，HALL时段减小，且因而与相电感相关的时间常数(L/R)逐渐变得重要。另外，在相绕组18中感应的反电动势增大，这进而影响相电流升高的速率。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组18中。通过提前于HALL边缘，且由此提前于反电动势中的过零点换向相绕组18，电源电压通过反电动势升高。结果，穿过相绕组18的电流的方向更快地反向。此外，相电流领先于反电动势，其有助于补偿电流升高的较低速率。尽管这于是产生短时间的负扭矩，这通常通过随后在正扭矩中的增益得到充分补偿。当在较低速度下操作时，不需要提前换向来驱动所需电流到相绕组18中。此外，最佳效率通过通过延迟换向来实现。

[0048] 当在稳态模式下操作时，控制器24将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。控制器24于是在传导时段激励相绕组18并且在续流时段续流相绕组18。当在稳态模式中操作时，并不预期相电流在激励期间超过电流限值。因此，控制器24在电半周期期间从激励切换到续流仅一次。

[0049] 控制器24在传导时段T_CD上激励相绕组18。在传导时段结束时，控制器24续流相绕组18。然后续流无限制地持续，直到控制器24换向相绕组18时刻为止。控制器24由此使用两个参数控制相绕组18的激励：相时段T_PHASE和传导时段T_CD。相时段限定激励的相位(即相绕组18被激励所处于的相对于反电动势的过零点的角度或电周期)，并且传导时段限定激励长度(即相绕组18被激励所越过的角度和或电周期)。

[0050] 图11示出了当在稳态模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号S1-S4的波形。在图11中，相绕组18与HALL边缘同步换向。

[0051] 电源电压的幅度影响在传导时段中被驱入到相绕组18中的电流的量。由此电机15的输入和输出功率对电源电压的改变敏感。除了电源电压，电机15的功率还对转子16的速度的变化敏感。当转子16的速度变化时(例如响应于负载的改变)，反电动势的幅度也变化。因此，在传导时段中被驱入到相绕组18的电流量会改变。控制器24由此可响应于电源电压幅度的变化改变相时段和传导时段。控制器24还响应于转子16速度的变化改变相时段。

[0052] 控制器24存储电压查找表，其包括用于多个不同电源电压的每个的相时段T_PHASE和传导时段T_CD。控制器24还存储速度查找表，其包括对于不同转子速度和不同电源电压的每个的速度补偿值。查找表存储在每个电压和速度点处实现特定输入功率或输出功率的值。在本实施例中，查找表存储实现恒定输出功率的值。

[0053] 控制器24使用电源电压索引电压查找表，以选择相时段和传导时段。控制器24然后使用转子速度和电源电压索引速度查找表，以选择速度补偿值。由电压传感器23输出的V_DC信号提供电源电压的测量值，而HALL时段的长度提供转子速度的测量值。控制器24然后将选定的速度补偿值加到选定的相时段，以便于获得经速度补偿的相时段。换向时段T_COM于是通过从HALL时段T_HALL减去经速度补偿的相时段而获得。

[0054] 速度查找表存储速度补偿值，其不仅取决于转子16的速度，而且还取决于电源电压的幅度。原因是，随着电源电压的降低，特定速度补偿值对电机15的功率具有较小的净效果。通过存储取决于转子速度和电源电压的速度补偿值，响应于转子速度的改变，对电机15的输出功率的更好的控制可以被实现。

[0055] 应注意到两个查找表被使用，以确定相时段，T_PHASE。第一查找表(即电压查找表)使用电源电压索引。第二查找表(即速度查找表)使用转子速度和电源电压两者索引。由于第二查找表使用转子速度和电源电压两者索引，可能有人会质疑对两个查找表的需要。然而，使用两个查找表的优势在于不同的电压分辨率可以被使用。电机15的输出功率对于电源电压的幅度较为敏感。相反，速度补偿值对于输出功率的作用对电源电压不那么敏感。
因此，通过使用两个查找表，更精细的电源电压分辨率可以被用于电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于速度查找表。结果，对电机15的输出功率的相对良好的控制可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器24的存储需求。

[0056] 有刷电机的控制

[0057] 控制器24的外设包括PWM模块，其配置为产生和输出控制信号S5。处理器加载PWM模块以固定周期和根据电源电压和电机电流的占空比。控制信号S5由此为具有固定周期和可变占空比的PWM信号。

[0058] 当电池组9放电时，用于为有刷电机11、13提供电力的电源电压降低。处理器由此响应于电源电压的变化调整PWM模块的占空比。更特别地，处理器调整PWM模块的占空比使得到有刷电机11、13的输入电压是恒定的。由于输入电压为脉冲，瞬时电压自然会变化。恒定电压应该由此被理解为意味着输入电压在PWM信号的每个周期上平均时是恒定的。对于给定负载，有刷电机11、13的速度正比于输入电压。因此，通过确保输入电压为恒定，电机11、13的速度在电池组9放电时不改变。

[0059] 控制器24存储另一电压查找表，其包括用于不同电压的不同占空比。处理器于是使用由电池组9提供的电源电压(由V_DC信号确定)来索引该另一电压查找表，已选择占空比。

[0060] 在使用真空吸尘器1期间，搅拌器10、12且由此有刷电机11、13经历不同的负载。结果，由电机11、13抽取的电流变化。由于欧姆损耗，跨功率开关40和第二电流传感器42存在电压降，其对电机11、13中的电流的幅度敏感。到电机11、13的输入电压由此对负载的改变敏感。控制器24由此响应于电流变化调整占空比。然而，基于下面将解释的原因，控制器24调整占空比的量不仅取决于电流变化，还取决于电源电压的幅度。

[0061] 当开关40被闭合时，跨开关40和电流传感器42的电压降正比于电机电流，即Vdrop＝I x(Rswitch+Rsensor)。然而，当开关40被断开时，跨开关40和电流传感器42的电压降为零，即Vdrop＝0。电压降(在PWM信号的每个周期上平均)由此正比于电机电流和PWM信号的占空比两者成正比，即

[0062] Vdrop＝I x(Rswitch+Rsensor)x duty cycle

[0063] 占空比由电源电压的幅度限定。因此，当响应于电机电流调整占空比时，控制器24还考虑电源电压的幅度。也就是说，对于电机电流中的给定变化，控制器24调整占空比一取决于电源电压幅度的量。更具体地，响应于较低的电源电压，控制器24调整占空比更大的量。控制器24调整占空比使得当电机11、13经历不同负载时到电机11、13的输入电压是恒定的。结果，当电池组9放电时，电机11、13的扭矩-速度曲线并不改变。

[0064] 控制器24存储电流查找表，其包括用于不同电流和不同电压的不同补偿值。控制器24于是使用电机电流(根据I_BRUSHED确定)和电源电压(根据V_DC确定)索引电流查找表，以选择补偿值。控制器24于是将选择的补偿值加到从另一电压查找表选择的占空比，以获得经补偿的占空比。处理器然后加载PWM模块的占空比寄存器以该经补偿的占空比。

[0065] 图12和13示出了另一电压查找表和电流查找表的一部分。该另一电压查找表存储十六进制数值，其被直接加载到PWM模块的8位占空比寄存器。然而，为了示出目的，表示为百分比的相应的占空比被与最终得到的输出电压一起示出。从电压查找表可以看出，控制器24在电源电压降低时升高PWM信号的占空比。在该特定实施例中，另一电压查找表存储对于无刷电机11、13实现恒定的16.2V的输入电压的值。从电流查找表可以看出，控制器24在电机电流升高时升高PWM信号的占空比。此外，对于给定电流水平，控制器24在电源电压较低时调整占空比较大的量。

[0066] 控制器24使用两个查找表来确定占空比。第一查找表(即该另一电压查找表)使用电源电压索引。第二查找表(即电流查找表)使用电机电流和电源电压两者索引。同样，使用两个查找表的优势在于不同的电压分辨率可以被使用。电机11、13的输入电压对于电源电压的幅度变化很敏感。相对比，电机11、13的输入电压对电机电流的改变没那么敏感。因此，通过使用两个查找表，更精细的电源电压分辨率可以被用于该另一电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于电流查找表。结果，恒定输入电压可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器24的存储需求。

[0067] 如果控制信号S5的占空比相对较高，当有刷电机11、13静止时，相对高的涌入电流将被电机11、13抽取。因此，当用户可操作开关20最初闭合时，控制器24选择存储在存储器中的预定占空比。该占空比仅在开关20被最初闭合时使用，且显著低于存储在该另一电压查找表中的占空比。在本实施例中，控制器24最初加载PWM模块的占空比寄存器以值0x28，其对应于15.625％的占空比。控制器24还通过索引电压和电流查找表确定目标占空比。控制器24于是周期性地增量占空比。在本实施例中，控制器24约每2.5毫秒增量PWM模块的占空比寄存器0x01(其对应于占空比中0.390％的增量)。控制器24持续周期性地增大占空比，直到占空比等于或大于目标占空比，在该点处控制器24然后使用目标占空比。通过使用大大低于在稳态模式下使用的占空比的启动占空比，且通过在电机加速时周期性地增大该占空比，涌入电流可以被避免。

[0068] 在本实施例中，第一清洁器头3和第二清洁器头5包括相同类型的有刷电机11、13。此外，两个电机11、13在相同输入电压下被驱动。控制器24由此在两个清洁器头3、5之间不作区分。然而，在替代实施例中，可能期望以不同输入电压驱动两个电机11、13。例如，可能两个电机11、13是不同的，或可能两个电机11、13是相同的，但是期望以不同速度驱动这两个电机11、13。在这种情况下，控制器24可针对两个有刷电机11、13包括不同电压和电流查找表。控制器24于是根据那个清洁器头3、5被附接到主体部2而索引适当的查找表。

[0069] 同时控制

[0070] 控制器产生控制信号S1-S4和S5用于同步控制无刷电机15和有刷电机11、13的激励。这通过配置控制器24的PWM模块来产生用于有刷电机11、13的控制信号S5而变得可能。控制器24的处理器于是自由地执行产生用于无刷电机15的控制信号S1-S4所需的软件指令。处理器周期性地更新PWM模块的占空比。然而，这可以在主代码中执行，而不会不利地干扰无刷电机15的控制和操作。

[0071] 在传统真空吸尘器中，每个电机包括其自身的控制器。另一方面，在本发明的真空吸尘器1的情况下，单个控制器24被用于控制无刷电机15和有刷电机11、13两者。结果，真空吸尘器1的成本降低。此外，真空吸尘器具有两个可更换的清洁器头3、5，其每一个包括电机11、13。真空吸尘器1的成本由此通过使用单个控制器24控制所有三个电机11、13、15而被进一步降低。

[0072] 在上述实施例中，真空吸尘器1包括电池组，其提供电源电压。控制器于是响应于电源电压的变化而调整PWM模块的占空比，以及相时段和传导时段的长度。特别地，控制器响应于电源电压的降低而增大占空比以及相时段和传导时段的长度。此外，由控制器24产生的信号S1-S4和S5确保当电池组放电时，在有刷电机11、13处的输入电压和无刷电机15的输出功率是恒定的。结果，真空吸尘器1的性能(即由抽吸源7产生的抽吸以及由清洁器头3、5产生的搅拌)并不会随着电池组9放电而退化。在替代实施例中，电源电压可以由替代源提供。例如，真空吸尘器1可以由市电电源供电。电路组件8于是包括整流器和平滑电容器，其在市电电压上操作以便于提供规则的电源电压。无论如何，AC源的RMS电压会改变，其于是将不利地影响真空吸尘器1的性能。因此，控制器24继续响应于电源电压的变化而调整占空比、相时段和传导时段，以便于保持恒定的性能。

[0073] 在上述实施例中，控制器24响应于电源电压的变化改变相时段和传导时段。这于是具有益处在于无刷电机15的效率可以在每个电压点处被更好地优化。然而，可能通过改变仅相时段和传导时段中的一个在电机15的输出功率上实现期望的控制。例如，可能期望在整个稳态模式中使用同步换向。在这种情况下，控制器24响应于电源电压的变化仅改变传导时段。