变频器控制板及功率板低压供电系统

摘要

本发明揭示的变频器控制板低压供电电路及功率板低压开关电源，包括变频器控制板及变频器功率板，还包括24V电源，24V电源通过供电电路为变频器控制板上的DSP芯片提供1.8V和3.3V工作电压，以及为变频器功率板上的IGBT驱动光耦原边及功能电路提供5V工作电压；DSP芯片通过控制IGBT驱动光耦进而控制IGBT模块的导通和关断；24V电源还通过控制板端子引入到变频器功率板上的开关电源并为其供电；开关电源输出IGBT模块驱动电源、运算放大器及比较器工作电压。本发明引进外部低压24V供电方式为变频器的控制板、功率板供电，并通过低压DC‑DC变换器提供运放、比较器、逆变电路功率开关管（IGBT）的驱动电源，可靠性更高，不受直流母线及网侧电压波动和异常的影响。

权利要求

1.一种变频器控制板及功率板低压供电系统，包括变频器控制板（1）及与其匹配的变频器功率板（2），其特征在于：还包括分别与所述变频器控制板（1）及变频器功率板（2）连接的24V电源（3），所述24V电源（3）通过供电电路（4）为所述变频器控制板（1）上的DSP芯片（5）提供1.8V和3.3V工作电压，以及为所述变频器功率板（2）上的IGBT驱动光耦（6）原边提供5V工作电压；

所述DSP芯片（5）与所述IGBT驱动光耦（6）连接，所述IGBT驱动光耦（6）与IGBT模块（7）连接，所述DSP芯片（5）通过控制所述IGBT驱动光耦（6）进而控制IGBT模块（7）的导通和关断；

所述24V电源（3）还通过控制板端子引入到所述变频器功率板（2）上的开关电源（8）并为其供电；所述24V电源（3）通过分压限流稳压电路连接到所述开关电源（8）的PWM芯片（U23），并为其供电；所述PWM芯片（U23）连接一MOSFET（Q1），所述MOSFET（Q1）连接到变压器，所述PWM芯片（U23）控制所述MOSFET（Q1）的开通和关断时间，从而控制所述变压器输出的脉冲电压；所述变压器副边分别连接所述IGBT模块（7）、运放器、比较器并为它们供电；

所述开关电源（8）输出IGBT驱动电源、运算放大器及比较器工作电压。

2.根据权利要求1所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述供电电路（4）包括设置在所述变频器控制板（1）上的24V转5V模块电源（9），所述24V转5V模块电源（9）分别与所述IGBT驱动光耦（6）原边及一设置在所述变频器控制板（1）上的LDO（10）电连接，所述LDO(10)与所述DSP芯片（5）电连接。

3.根据权利要求2所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述24V转5V模块电源（9）与所述变频器功率板（2）上的功能电路（11）连接，并为其提供5V工作电压。

4.根据权利要求1所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述PWM芯片（U23）的RT/CT引脚连接有RC振荡频率调整电路，且所述PWM芯片（U23）的OUT引脚通过PWM调整电路连接MOSFET（Q1）的栅极，并发出PWM的频率及占空比控制所述MOSFET（Q1）的开通和关断；

所述MOSFET（Q1）的源极通过电流采样电路及RC吸收电路连接到所述PWM芯片（U23）的INSEN引脚进行峰值电流限制；

所述MOSFET（Q1）的漏极连接到所述变压器的原边绕组，所述变压器的副边绕组输出所述IGBT模块（7）、运放器及比较器的工作电压。

5.根据权利要求4所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述MOSFET（Q1）的漏极还连接有吸收电路以对MOSFET(Q1)进行保护，所述吸收电路包括与所述MOSFET（Q1）漏极连接的第一吸收电阻（R196）以及与所述第一吸收电阻（R196）串联的第二吸收电阻（R198）和吸收电容（C2），所述吸收电容（C2）的输出端接地，还包括并联在所述MOSFET（Q1）的漏极和吸收电容（C2）之间的稳压管（D32）。

6.根据权利要求4所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述变压器副边绕组输出三路-9V～+18V的IGBT模块驱动电压以及两路±15V的运放器、比较器工作电压。

7.根据权利要求6所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其特征在于：所述变压器副边绕组输出的±15V电压还为霍尔电流传感器元件提供工作电源。

说明书

变频器控制板及功率板低压供电系统

技术领域

[0001] 本发明涉及一种低压供电和功率板低压开关电源，尤其是一种变桨系统中的变频器控制板低压供电电路和功率板低压开关电源产生IGBT驱动电压的电路。

背景技术

[0002] 随着石化能源的逐步枯竭，全世界各国都将注意力集中到了新能源的开发和利用，新能源包括太阳能、地热能、风能、海洋能、生物质能和核聚变能等；其中，风能作为一种清洁的可再生能源，越来越受到世界各国的重视，其蕴量巨大，全球的风能约为2.74×109MW，其中可利用的风能为2×107MW，比地球上可开发利用的水能总量还要大10倍，因此各国都在大力研究风能利用的相关技术，其中风力发电技术又成为风能利用的重点。

[0003] 风力发电就是把风的动能转变成机械动能，再把机械能转化为电力动能，风力发电所需要的装置，称作风力发电机组，这种风力发电机组，大体上可分风轮(包括尾舵)、发电机和铁塔三部分；而风力发电机因风量不稳定，故其输出的是13～25V变化的交流电，须经整流滤波，再对蓄电池充电，使风力发电机产生的电能变成化学能，然后用有保护电路的逆变电源，把电瓶里的化学能转变成交流220V市电，才能保证稳定使用。

[0004] 变频器作为风力发电的变桨电机变速控制装置，其运行稳定性对变桨系统的运行至关重要，而变频器控制板又是变频器控制的核心部件，通用变频器控制板的电源以及IGBT的驱动电源均通常是通过交流输入经整流滤波成直流母线电压，再经DC-DC变换产生，此方案是利用强电产生弱电，由于直流母线电压随电网侧电压波动而波动，故变压器工作范围比较宽，设计要求及难度加大，功率器件的选型耐压值也相应加大。

[0005] 并且一旦网侧电压出现异常情况可能变频器的核心控制心脏DSP就不能正常工作，对控制单板的调试以及程序烧录都带来不便。同时也易造成IGBT驱动电源的不稳定。

[0006] 另外由于生产人员知识背景有限，这种方案也不利于产品量产时转生产测试，同时也增加后续维修人员的作业难度。

发明内容

[0007] 本发明的目的之一就是为了解决现有技术中存在的上述问题，提供一种通过低压电源为变频器控制板、功率板供电及将低压电源通过开关电源产生IGBT及运放器、比较器等器件的供电电路；本发明的另一目的是通过DSP芯片控制IGBT的通闭，进而实现将直流母线电压逆变成电机的工作电压的控制电路，实现弱电控制强电的方案。

[0008] 本发明的目的通过以下技术方案来实现：

[0009] 一种变频器控制板及功率板低压供电系统，包括变频器控制板及与其匹配的变频器功率板，还包括分别与所述变频器控制板及变频器功率板连接的24V电源，所述24V电源通过供电电路为所述变频器控制板上的DSP芯片提供1.8V和3.3V工作电压，以及为所述变频器功率板上的IGBT驱动光耦原边提供5V工作电压；

[0010] 所述DSP芯片与所述IGBT驱动光耦连接，所述IGBT驱动光耦与IGBT模块连接，所述DSP芯片通过控制所述IGBT驱动光耦进而控制IGBT模块的导通和关断；

[0011] 所述24V电源还通过控制板端子引入到所述变频器功率板上的开关电源并为其供电；

[0012] 所述开关电源输出IGBT驱动电源、运算放大器及比较器工作电压。

[0013] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述供电电路包括设置在所述变频器控制板上的24V转5V模块电源，所述24V转5V模块电源分别与所述IGBT驱动光耦原边及一设置在所述变频器控制板上的LDO电连接，所述LDO与所述DSP芯片电连接。

[0014] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述24V转5V模块电源与所述变频器功率板上的功能电路连接，并为其提供5V工作电压。

[0015] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：

[0016] 所述24V电源通过分压限流稳压电路连接到所述开关电源的PWM芯片，并为其供电；

[0017] 所述PWM芯片连接一MOSFET，所述MOSFET连接到变压器，所述PWM芯片控制所述MOSFET的开通和关断时间，从而控制所述变压器输出的脉冲电压；

[0018] 所述变压器副边分别连接所述IGBT模块、运放器、比较器并为它们供电。

[0019] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述PWM芯片的RT/CT引脚连接有RC振荡频率调整电路，且所述PWM芯片的OUT引脚通过PWM调整电路连接MOSFET的栅极，并发出PWM的频率及占空比控制所述MOSFET的开通和关断；

[0020] 所述MOSFET的源极通过电流采样电路及RC吸收电路连接到所述PWM芯片的INSEN引脚进行峰值电流限制；

[0021] 所述MOSFET的漏极连接到变压器的原边绕组，所述变压器的副边绕组输出所述IGBT模块、运放器及比较器的工作电压。

[0022] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述MOSFET的漏极还连接有吸收电路以对MOSFET进行保护，所述吸收电路包括与所述MOSFET漏极连接的第一吸收电阻以及与所述第一吸收电阻串联的第二吸收电阻和吸收电容，所述吸收电容的输出端接地，还包括并联在所述MOSFET的漏极和吸收电容之间的稳压管。

[0023] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述变压器副边绕组输出三路-9V～+18V的IGBT模块驱动电压以及两路±15V的运放器、比较器工作电压。

[0024] 优选的，所述的变频器控制板及功率板低压供电系统，其中：所述变压器副边绕组输出的±15V电压还为霍尔电流传感器元件提供工作电源。

[0025] 本发明技术方案的优点主要体现在：

[0026] 本发明设计精巧，操作简单，引进外部低压24V供电方式为控制板、功率板提供工作电压，并通过低压DC-DC变换器提供运放、比较器、逆变电路功率开关管（IGBT）的驱动电源，可靠性更高，避开了传统的DSP芯片工作电源及IGBT驱动电源由直流母线通过开关电源产生，而直流母线受电网侧电压影响，变压器设计难度加大且供电不稳定的问题，因而不受直流母线网侧电压波动和异常的影响。

[0027] 本发明通过DSP芯片控制IGBT的导通和关闭，可以实现通过弱电去控制强电（直流母线），实现强弱电分离；在磁性器件设计以及功率器件选型上也降低了难度和等级。

[0028] 在整机的上电时序上也降低了要考虑的因素和时序逻辑关系；且能有效地实现在无需供强电的情况下进行功率单板和控制单板的单板测试；同时也降低了生产和维修的难度和风险。

附图说明

[0029] 图1是现有技术中变频器控制电源实现方案示意图；

[0030] 图2是本发明中变频器控制电源实现方案示意图；

[0031] 图3是本发明结构示意图；

[0032] 图4是24V低压供电的反激式开关电源电路示意图。

具体实施方式

[0033] 本发明的目的、优点和特点，将通过下面优选实施例的非限制性说明进行图示和解释。这些实施例仅是应用本发明技术方案的典型范例，凡采取等同替换或者等效变换而形成的技术方案，均落在本发明要求保护的范围之内。

[0034] 本发明揭示的一种变频器控制板及功率板低压供电系统，如附图2所示，本发明的主要思路是通过设置外接的24V电源3为所述DSP芯片5及开关电源8供电，并通过低压供电的开关电源8产生IGBT驱动电源，从而避免用直流母线电压经DC-DC转换器生成所述DSP芯片5的工作电源及IGBT驱动电源。

[0035] 如附图3所示，变频器控制板及功率板低压供电系统，包括变频器控制板1及与其匹配的变频器功率板2；所述变频器控制板1用于读取和显示变频器或被控系统的状态，如变频器的工作状态和故障状态、散热器的温度、速度给定、速度反馈、电流检测和母线电压检测等，其还可以用于数字量的输入，包括漏电检测、缺陷反馈、过流检测、IGBT直通、整流器故障等；

[0036] 所述变频器功率板2用于输入防浪涌，AC整流滤波成直流母线，直流母线检测，各种功能电路的控制，如风扇驱动，上电缓冲继电器驱动，上电缓冲监视，缺相检测等，通过SPS开关电源输出各种电子元件工作电压如，三路IGBT驱动电源，两路运放/比较器工作电源，驱动器输出电流检测等。

[0037] 所述变频器控制板及功率板低压供电系统还包括24V电源3，所述24V电源3与所述变频器控制板1和变频器功率板2电连接，并通过供电电路4分别为所述变频器控制板1上的DSP芯片5的提供1.8V（内核供电）和3.3V（3.3VA模拟量/3.3VD数字量）工作电压，以及为所述变频器功率板2上的IGBT驱动光耦6原边提供5V工作电压。

[0038] 具体的，所述供电电路4包括设置在所述变频器控制板2上的24V转5V模块电源9，所述24V转5V模块电源9与所述24V电源电连接，并将所述24V电源3的电压转到5V GND输出，~所述24V转5V模块电源9的输出的5V电源被输送到IGBT驱动光耦6，为其原边供电，本实施例中所述IGBT驱动光耦6优选为HCPL316JIGBT驱动光耦。

[0039] 同时，所述24V转5V模块电源9输出的5V电压又通过控制板端子转接到所述功率板2上的功能电路11，并为其供电。

[0040] 更进一步，所述24V转5V模块电源9还与一设置在所述变频器控制板1上的LDO10电连接，所述LDO10与所述DSP芯片5电连接，本实施例中，所述DSP芯片5优选是TI公司生产的2812数字信号处理控制芯片，所述LDO10将所述24V转5V模块电源9输出的5V电压降低输出
3.3V电压供所述DSP芯片5的I/O以及A/D工作，同时输出1.8V电压供所述DSP芯片5的内核工作；当然，除了使用LDO外，也可以通过其他可行的技术给所述DSP芯片提供3.3V和1.8V，例如通过5V转3.3V电源模块实现等。

[0041] 此时，由于变频器控制板1由低压24V电源3供电，这样就避免了传统工艺中，所述变频器控制板1（尤其是其上的DSP芯片5）的工作状态受直流母线电网侧电压影响的问题，即使直流母线电网侧电压出现异常，所述DSP芯片5仍能正常工作。

[0042] 所述IGBT驱动光耦6与所述DSP芯片5的I/O口及IGBT模块7连接，所述IGBT驱动光耦6根据所述DSP芯片5发出的高低电平信号从而控制导入所述IGBT模块7的栅极驱动电压为+18V还是-9V，进而控制所述IGBT模块7的开通和关闭。

[0043] 具体的，所述DSP芯片5的I/O口发出的高低电平（数字信号）经电平转换芯片回到所述功率板2并使所述IGBT驱动光耦6工作，此时所述IGBT驱动光耦6根据接收的电平信号控制不同电压(即+18V或-9V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7，从而控制所述IGBT模块7的导通和关断。

[0044] 进一步，当所述DSP芯片5的I/O口发出低电平时，所述IGBT驱动光耦6将高电平(+18V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7,此时，所述IGBT模块7的栅极电压为高，从而使所述IGBT模块7的漏/源极导通；当所述DSP芯片5的I/O口发出高电平，所述IGBT驱动光耦6将低电平(-9V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7,此时，所述IGBT模块7的栅极电压为低，从而使所述IGBT模块7的漏/源极关断。

[0045] 所述DSP芯片5通过调整占空比和频率，控制所述IGBT模块7的开通和关断时间，即可以将直流母线电压逆变成不同电压有效值的PWM波输出给电机。

[0046] 如附图3所示，所述24V电源3进一步通过控制板端子转接到所述功率板2上的开关电源8连接并为所述开关电源8供电。

[0047] 具体的，如附图4所示，所述24V电源3通过分压限流稳压电路连接到所述开关电源8的PWM芯片U23的3脚，并为所述PWM芯片U23提供18V工作电压；所述分压限流电路包括电阻R236、R235、稳压管D74、第一极性电容162、第一电容C1、第二电容C183、第二极性电容C184以及第三电容C213，所述电阻R236与电阻R235串联，所述稳压管D74、第一极性电容162、第一电容C1、第二电容C183、第二极性电容C184以及第三电容C213均与所述第一电阻R236及R235并联，所述电阻R235的输出端及稳压管的阴极均连接到所述PWM芯片U23的7脚（VCC引脚）。

[0048] 所述PWM芯片U23的1脚（COMP引脚），即PWM比较器补偿信号输入端接受外部的采样信号，且其与一上拉电阻R240连接，所述上拉电阻R240的另一端连接所述PWM芯片U23的8脚（VREF引脚）及电容C216的一端，所述PWM芯片U23的8脚通过电容C216接地。

[0049] 所述PWM芯片U23的2脚（VFB引脚）接地，即本方案中未使用所述PWM芯片U23的内部误差放大器反向输入端。

[0050] 所述PWM芯片U23的3脚（INSEN引脚）连接有电容C218，所述电容C218用于对所述PWM芯片U23的3脚波形进行调整，使得noise能落在更低的准位，避免与1脚比较时出现误动作。

[0051] 所述电容C218与电容C217连接，所述电容C217的一端还连接到所述PWM芯片U23的4脚（RT/CT引脚），并与所述PWM芯片U23的4脚上连接的电阻R195形成RC振荡频率调整电路，所述R195与C217调整所述PWM芯片U23的振荡频率；所述电容C217的另一端接地。

[0052] 所述PWM芯片U23的5脚（GND引脚）接地。

[0053] 所述PWM芯片U23的6脚（OUT引脚）通过PWM调整电路连接MOSFETQ1的栅极并控制所述MOSFETQ1的开闭，所述PWM调整电路包括用于控制所述MOSFETQ1开通和关断快慢的开通关断电阻R197；所述PWM芯片U23通过所述PWM调整电路向所述MOSFETQ1的栅极输出PWM波信号，通过调整占空比，从而控制所述MOSFETQ1导通或关闭的时间，进而输出不同的脉冲电压。

[0054] 所述开关电源8为反激式开关电源，工作时，当开关管（Q1）导通时,变压器把电能转换成磁场能储存起来,当开关管截止时则释放出来，具体的，当输入的PWM波信号使所述MOSFETQ1的栅极电位高于门极阙值电压时，所述MOSFETQ1导通，变压器原边绕组的感应电压为上正下负，在原边绕组中储存能量；当输入的PWM波信号使所述MOSFETQ1的栅极电位低于门极阙值电压，则所述MOSFETQ1关断，所述变压器原边绕组中存储的能量，通过副边绕组输出，给各路提供工作电压。

[0055] 所述变压器的副边绕组连接所述IGBT模块7、霍尔电流传感器元件、运放器、比较器，并为所述IGBT模块7提供三路-9V～+18V的IGBT驱动电压，为所述运放器、比较器提供一路+15V的工作电压以及为所述运放器、比较器提供一路-15V工作电压，同时为所述霍尔电流传感器元件提供±15V的工作电压，当然还可以为其他用电电器提供工作电压，这样可以实现低压DC-DC控制理念，从而避免高压（直流母线）DC-DC产生控制电源的方案。

[0056] 此时，由于所述IGBT驱动电源由低压24V供电的反激式开关电源产生，而不是由直流母线经过DC-DC转换器产生，这就避免了直流母线跟随电网侧电压波动而波动，从而造成IGBT驱动电源不稳定的问题。

[0057] 所述MOSFETQ1的栅极还与一门极电阻R239的一端连接，所述门极电阻R239的另一端接地，其用于消噪以及在MOSFETQ1关断时对门极放电。

[0058] 所述MOSFETQ1的源极通过电流采样电路及RC吸收电路连接到所述PWM芯片U23的3脚；具体的，所述MOSFETQ1的源极分别连接到一吸收电阻R242及四个并联的采样电阻R244、R245、R246、R247的一端；所述吸收电阻R242与第一吸收电容C219形成RC吸收电路，所述吸收电阻R242还连接到所述MOSFETQ1的3脚及电容C218的输入端，所述第一吸收电容C219接地；所述采样电阻R244、R245、R246、R247的另一端连接所述第一吸收电容C219、电阻R239并接地。

[0059] 所述电流采样电阻R244、R245、R246、R247产生的电压信号经过所述吸收电阻R242、吸收电容C219组成的RC吸收电路后送至所述PWM芯片U23的3脚进行峰值电流限制，所述PWM芯片U23将所述采样信号及内置的电平标准进行比较，从而调整占空比。

[0060] 所述MOSFETQ1的漏极连接到所述变压器的原边绕组的同名端及吸收电路，所述吸收电路用于保护变压器因漏感引起所述MOSFETQ1漏极的尖峰电压，其包括串联的第一吸收电阻R196、第二吸收电阻R198、吸收电容C2以及并联在所述MOEFETQ1漏极和吸收电容C2之间的稳压管D32，所述第一吸收电阻R196的输入端及所述稳压管D32的阳极与所述MOSFETQ1的漏极连接，所述吸收电容C2接地。

[0061] 本发明工作时，其具体的工作过程如下：

[0062] 启动所述24V电源3，所述24V电源3输出的24V电压经所述24V转5V模块电源9转变成5V电压并被输送到所述IGBT驱动光耦6以及功能电路11为其供电；另外，所述24V转5V模块电源9输出的5V电压还经过所述LDO10转变成3.3V和1.8V电压输出给所述DSP芯片5的内核及I/O,为其供电。

[0063] 同时，所述24V电源3输出的24V电压经所述分压限流稳压电路后生成18V工作电压输送给所述开关电源8中的PWM芯片U23，所述PWM芯片U23得电后，根据电流采样信号及内置的电平标准，进行比较后，通过所述RC振荡频率调整电路调整占空比，控制所述MOSFETQ1的开闭时间，进而使所述变压器的副边绕组输出三路-9V或+18的IGBT驱动电源，两路±15V的运放器、比较器的工作电压以及霍尔电流传感器的工作电压等。

[0064] 此时，通过所述DSP芯片5的I/O口向所述IGBT驱动光耦6输出高低电平的数字信号,所述高低电平的数字信号经电平转换芯片回到所述功率板2并使所述IGBT驱动光耦6工作，所述IGBT驱动光耦6控制所述三路-9V或+18V 的IGBT驱动电源为所述IGBT模块7提供门极电压，进而控制所述IGBT模块7的导通或关闭。

[0065] 同时，所述DSP芯片5根据检测得到的各路信号，经过内部算法计算，调节占空比来调整控制信号的脉宽，控制+18V或-9VIGBT驱动电源通入所述IGBT模块7的时间，从而控制所述IGBT模块7导通或关闭的时间，进而控制所述IGBT模块7输出的电压有效值大小，进而控制电机的转速。

[0066] 本发明中，所述三路IGBT驱动电源根据所述DSP芯片5的控制信号控制所述IGBT模块7导通和关闭时间，直接将直流母线电压逆变成PWM波输出给电机，供其工作，这样就实现了弱电对强电的控制，也就是说变频器功率开关器件（IGBT）的导通和关断不像开关电源那样由IC直接发PWM波给功率器件控制其导通或关断，而是由软件本身（DSP）来发送信号控制IGBT驱动电源的导入从而控制功率开关器件的导通和开关。

[0067] 本发明尚有多种实施方式，凡采用等同变换或者等效变换而形成的所有技术方案，均落在本发明的保护范围之内。