基于混杂系统的差分混沌键控通信方法

摘要

本发明公开了一种基于混杂系统的差分混沌键控通信方法，步骤包括：步骤1、设置通信系统参数；步骤2、准备待发送的二进制信息；预置二进制信息；步骤3、产生混沌信号u1；步骤4、准备发射信号u3；步骤5、对接收信号进行混沌匹配滤波；步骤6、判断码元的极性，分别对两段信号进行相关操作，至此解码得到恢复信号，通信完成。本发明方法，在保证通信系统可靠性的基础上有效简化了系统结构，易于微处理器实现和集成化；在低信噪比下能够正常工作，提高了通信系统的可靠性；传输信号适应信道带宽，抗窄带干扰能力强。

权利要求

1.一种基于混杂系统的差分混沌键控通信方法，其特征在于，该方法按照以下步骤实施：步骤1、设置通信系统参数

设定发送信息的速率为Rb，单位是bit/s；对应的码元周期为Tb，扩频信号基频率为f；混杂系统符号产生的速率为Rc，单位是bit/s；切换周期Tc＝1/Rc＝1/f，扩频增益L＝Rc/Rb＝(1/Tc)/(1/Tb)＝Tb/Tc；

步骤2、准备待发送的二进制信息

预置二进制信息Bn＝{b1,b2,......,bn}，其中bi为+1或-1，i＝1,2,…,n代表发射的第i位二进制信息；

步骤3、产生混沌信号u1

采用如下混杂系统模型产生混沌信号u1：

当 当 s(t)保持不变，其中的

参数ω＝2πf，β＝fln2，f为扩频信号基频率，离散状态s的切换周期为Tc＝2π/ω＝1/f，和 分别为混沌信号u1的一阶导数和二阶导数；

步骤4、准备发射信号

对于第i位待发送的二进制信息，前半个码元周期(i-1)Tb≤t<(i-1)Tb+Tb/2发送u1(t)，(i-1)Tb/2≤t

步骤5、对接收信号进行混沌匹配滤波

发射信号u3通过信道后转变为接收端得到的接收信号v，接收端接收后将该接收信号v送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，见下式：其中ξ为混沌匹配滤波器输出信号， 分别为滤波输出信号的一阶导数和二阶导数,η(t)为定义的中间变量，为中间变量η(t)的导数；

步骤6、判断码元的极性

混沌匹配滤波器的输出信号ξ，信号ξ中对应第i个二进制信息的部分(i-1)Tb≤t

2.根据权利要求1所述的基于混杂系统的差分混沌键控通信方法，其特征在于，所述的步骤6中，码元极性判断标准是，若Zi(Tb/2)>0，则认定 若Zi(Tb/2)≤0，则认定

说明书

基于混杂系统的差分混沌键控通信方法

技术领域

[0001] 本发明属于扩频通信技术领域，涉及一种基于混杂系统的差分混沌键控通信方法。

背景技术

[0002] 水下通信在海洋探索、海洋监测、开发、国防等领域具有至关重要的影响，水下通信网络为不同用户提供检测、遥控、安全保障所需的信息传输通信，也可以服务于海洋环境污染及地质灾害预报，实现大范围的无人监控；另外，将水下通信用于军事领域可以建立起反侦察与预警网络系统。但是海水中光波与电磁波传播衰减很大，无法用于中等以上距离的信息传输，远不能满足人类海洋活动的需要，而声音信号能在水中传播上千公里的距离，这使得水声通信成为这些应用的可靠保障。

[0003] 然而，相比于陆基通信，水声通信的可靠性受到了水下信道中诸如多径干扰、幅值衰减、时变特性和环境噪声等更严重的制约。因此，寻找一种可靠的水声通信方法已成为亟需解决的技术难题。

发明内容

[0004] 本发明的目的是提供一种基于混杂系统的差分混沌键控通信方法，解决了现有技术水声通信的可靠性受到了水下信道中诸如多径干扰、幅值衰减、时变特性和环境噪声制约，严重影响了水声通信推广利用的问题。

[0005] 本发明所采用的技术方案是，一种基于混杂系统的差分混沌键控通信方法，该方法按照以下步骤实施：

[0006] 步骤1、设置通信系统参数

[0007] 设定发送信息的速率为Rb，单位是bit/s；对应的码元周期为Tb，扩频信号基频率为f；混杂系统符号产生的速率为Rc，单位是bit/s；切换周期Tc＝1/Rc＝1/f，扩频增益L＝Rc/Rb＝(1/Tc)/(1/Tb)＝Tb/Tc；

[0008] 步骤2、准备待发送的二进制信息

[0009] 预置二进制信息Bn＝{b1,b2,......,bn}，其中bi为+1或-1，i＝1,2,…,n代表发射的第i位二进制信息；

[0010] 步骤3、产生混沌信号u1

[0011] 采用如下混杂系统模型产生混沌信号u1：

[0012]

[0013] 当 当 s(t)保持不变，其中的

[0014]

[0015] 参数ω＝2πf，β＝fln2，f为扩频信号基频率，离散状态s的切换周期为Tc＝2π/ω＝1/f；

[0016] 步骤4、准备发射信号

[0017] 对于第i位待发送的二进制信息，前半个码元周期内(i-1)Tb≤t<(i-1)Tb+Tb/2发送u1(t)，(i-1)Tb/2≤t

[0018] 步骤5、对接收信号进行混沌匹配滤波

[0019] 发射信号u3通过信道后转变为接收端得到的接收信号v，接收端接收后将该接收信号v送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，见下式：

[0020]

[0021] 其中ξ为混沌匹配滤波器输出，η为中间变量；

[0022] 步骤6、判断码元的极性

[0023] 混沌匹配滤波器的输出信号ξ，信号ξ中对应第i个二进制信息的部分(i-1)Tb≤t

[0024] ξ1i(t)＝ξ(t+(i-1)Tb)和ξ2i(t)＝ξ(t+(i-1)Tb+Tb/2)，0≤t

[0026]

[0027] 计算得到的 为解码后的码元极性，完成码元极性的判断，

[0028] 按照式(4)对这两段信号进行相关操作，第一个码元的恢复信号为第二个码元的恢复信号为 至此解码得到恢复信号，通信完成。

[0029] 本发明的有益效果是，包括以下几个方面：

[0030] 1)本发明不需要混沌同步、信道估计和复杂的均衡这类传统通信中必不可少的技术手段。与其他改进的DCSK方案相比，本发明不需要额外的硬件消耗及更复杂的算法，在保证通信系统可靠性的基础上有效简化了系统结构，易于微处理器实现和集成化；

[0031] 2)本发明使用了混沌匹配滤波器以滤除噪声和多径影响，在低信噪比(SNR)下仍能够正常工作，提高了通信系统的可靠性；

[0032] 3)本发明只需要简单的调节混杂系统参数即可改变信号的基频，使得传输信号适应信道带宽；

[0033] 4)本发明具有很强的抗窄带干扰能力，尤其在干扰信号频率高于传输信号基频的情况下受到的影响很小。

附图说明

[0034] 图1是本发明方法的结构框图；

[0035] 图2是本发明方法中待发送的数字信号；

[0036] 图3是本发明方法在混杂系统中产生的混沌信号；

[0037] 图4是本发明方法调制的发射信号；

[0038] 图5是本发明方法经过信道后接收机接收的信号；

[0039] 图6是本发明方法混沌匹配滤波器的输出信号；

[0040] 图7为第一个码元的相关结果；

[0041] 图8为第二个码元的相关结果；

[0042] 图9是高斯信道下的误码率表现；

[0043] 图10是水声信道下的误码率表现；

[0044] 图11是不同幅度干扰信号下的误码率表现；

[0045] 图12是不同频率干扰信号下的误码率表现。

具体实施方式

[0046] 下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

[0047] 参照图1，本发明方法的工作原理是，一个二进制码元周期被等分为两个时间段，其中每个时间段都等于二分之一个码元周期，在第一个时间段内发送混杂系统产生的混沌信号，作为发送码元的参考信号u1；在第二个时间段内发送参考信号u1乘以需要发送的二进制码元bi，即数字信号Bn＝{b1,b2,......,bn}中的一位，得到u2；发射信号u3＝[u1,u2]，即第一时间段内发送u1，第二时间段内发送u2；当发送的调制信号u3经过信道后在接收端得到的接收信号v，该接收信号v被送入混沌匹配滤波器中进行滤波，得到滤波器的输出信号ξ，将该输出信号ξ中对应第i个二进制信息的部分(i-1)Tb≤t

[0048] 基于上述的原理，本发明的方法按照以下步骤具体实施：

[0049] 步骤1、设置通信系统参数

[0050] 设定发送信息的速率为Rb，单位是bit/s；对应的码元周期为Tb(发送一个码元需要的时间)，扩频信号基频率为f；混杂系统符号产生的速率为Rc，单位是bit/s；该符号的切换周期Tc＝1/Rc＝1/f，扩频增益L＝Rc/Rb＝(1/Tc)/(1/Tb)＝Tb/Tc，

[0051] 实施例中，扩频信号基频率f＝8Hz，码元周期Tb＝1s，则扩频增益L＝8。

[0052] 步骤2、准备待发送的二进制信息

[0053] 预置二进制信息Bn＝{b1,b2,......,bn}，其中bi为+1或-1，i＝1,2,…,n代表发射的第i位二进制信息，

[0054] 假设只发送两个码元B2＝{+1,-1}，发送的数字信号，可以看到如图2所示实施例中的码元+1和-1都持续了1s。

[0055] 步骤3、产生混沌信号u1

[0056] 采用如下混杂系统模型产生混沌信号u1：

[0057]

[0058] 当 当 s(t)保持不变，其中的

[0059]

[0060] 参数ω＝2πf，β＝fln2，f为扩频信号频率，离散状态s的切换周期为Tc＝2π/ω＝1/f；

[0061] 如图3所示，是按照步骤1的实施例设定参数产生的混沌信号，其中实线为连续的混沌信号，虚线为嵌入其中的离散符号，可以看到由于扩频信号频率f＝8Hz，因此图3中显示出在1s内产生了8个离散符号。

[0062] 步骤4、准备发射信号

[0063] 对于第i位待发送的二进制信息，前半个码元周期(i-1)Tb≤t<(i-1)Tb+Tb/2发送u1(t)，(i-1)Tb/2≤t

[0064] 实施例中，对于第1位待发送的二进制信息“+1”，前半个码元周期[0,0.5]s发送u1(t),t＝[0,0.5]s的信号作为参考信号，后半个码元周期[0.5,1]s发送u1(t)，t＝[0,0.5]s信号乘以二进制信息“+1”，作为信息的承载信号，得到第一个码元的待发送信号；同理，对于第2位待发送的二进制信息“-1”，前半个码元周期[1,1.5]s发送u1(t),t＝[0.5,1]s信号作为参考信号，后半个码元周期[1.5,2]s发送u1(t),t＝[0.5,1]s信号乘以二进制信息“-1”，作为信息的承载信号，得到第二个码元的待发送信号，如图4所示。

[0065] 步骤5、对接收信号进行混沌匹配滤波

[0066] 发射信号u3通过信道后在接收端得到的接收信号v，接收端接收后将该接收信号v送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，见下式：

[0067]

[0068] 其中ξ为混沌匹配滤波器输出，η为中间变量。

[0069] 发射信号u3受到信道中的各种因素(环境噪声、多径传输、多普勒频移等)影响，接收端接收到的信号已经发生了很大畸变和衰减。如图5所示，为发射信号经过信噪比-10dB条件下水声信道模型的结果，其中虚线为发射信号，实线为放大40倍的接收信号v，将接收信号v送入式(3)的混沌匹配滤波器中，处理后的滤波信号如图6所示，可以看到，该滤波信号的噪声明显受到了削弱。

[0070] 步骤6、判断码元的极性

[0071] 混沌匹配滤波器的输出信号ξ，信号ξ中对应第i个二进制信息的部分(i-1)Tb≤t

[0072] ξ1i(t)＝ξ(t+(i-1)Tb)和ξ2i(t)＝ξ(t+(i-1)Tb+Tb/2)，0≤t

[0074]

[0075] 计算得到的 为解码后的码元极性，完成码元极性的判断，

[0076] 码元极性的判断标准是：

[0077] 若Zi(Tb/2)>0，则认定 若Zi(Tb/2)≤0，则认定

[0078] 对于第一个码元的滤波信号ξ(t),t＝[0,1]s，分为ξ11(t)＝ξ(t),t＝[0,0.5]s和ξ21(t)＝ξ(t+Tb/2)＝ξ(t+0.5),t＝[0,0.5]s两段；同理，第二个码元的滤波信号ξ(t),t＝[1,2]s，分为ξ12(t)＝ξ(t+Tb),t＝[0,0.5]s和ξ22(t)＝ξ(t+1.5Tb),t＝[0,0.5]s两段，[0079] 按照式(4)分别对这两段信号进行相关操作，其中图7为第一个码元的相关结果，第一个码元的恢复信号为 图8为第二个码元的相关结果，第二个码元的恢复信号为 分别如图7、图8中的“星号”位置所示，至此解码得到恢复信号，通信完成。

[0080] 试验验证：

[0081] 1)抗噪声能力

[0082] 相比传统的差分混沌键控方式(简称为DCSK)，本发明由于在接收端使用了混沌匹配滤波器而具有很好的抗环境噪声能力。仿真采用高斯信道模型，扩频增益L＝50，混沌信号基频f＝50kHz。将本发明与使用Logistic映射的DCSK方式相比较，得到的仿真结果如图9所示，可以看到，即使在信噪比非常低的情况下，本发明方法仍然能够保障通信系统的可靠性，其误码率明显优于传统的DCSK。

[0083] 2)水声信道下的误码率

[0084] 相比于陆基通信，水声信道的固有特性需要传输信号抵抗更严重的多径干扰、环境噪声、幅值衰减、时变特性等干扰因素。仿真采用水声信道模型，其中扩频增益L＝50，混沌信号基频f＝50kHz。本发明方法与现有DCSK方式对比，如图10可见，在恶劣的水声信道中，即使信噪比较大时，DCSK方式仍然不能得到很好的误码率表现，而本发明方法能够保证信息传输的可靠性。

[0085] 3)抗单频干扰能力

[0086] 混沌信号具有宽带特性，对窄带干扰具有较强的抵抗能力。当干扰信号(此处选为正弦信号)频率等于混沌扩频信号基频50kHz时，不同干扰信号幅值和不同信噪比下的误码率变化曲线，如图11可见，随着干扰信号幅值Asin的增大，误码率也增大。

[0087] 当发射的混沌扩频信号基频为50kHz，干扰信号幅值Asin＝1，频率F发生变化时，得到不同信噪比下的误码率曲线如图12所示。从图12中可以看出，当干扰信号频率F比发射混沌信号基频小时，则干扰频率越小，误码率越高；当干扰信号频率F大于混沌信号基频时，误码率基本保持不变。

[0088] 综上所述，本发明的方法，利用混杂系统产生混沌信号，混杂系统产生的混沌信号为连续信号，该信号中嵌入了离散状态；混沌信号的基频可以通过修改系统参数调整，使得发射信号调整适应信道带宽；接收端使用与发射混沌吸引子相适应的混沌匹配滤波器减小环境噪声和多径传输对接收信号的影响。