一种收发信机的增益平坦度补偿方法

摘要

本发明提供一种收发信机的增益平坦度补偿方法，其包括：(1)一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；(2)一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度。该方法能准确地补偿收发信机的增益平坦度，通过软件控制信号发生器和频谱分析仪，仅需一次测试即可自动完成增益平坦度的补偿，简单方便。

权利要求

1.一种收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于，包括：一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度；

所述接收机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：

步骤1：将ADC接收到的信号转换为零中频的IQ信号；

步骤2：信号发生器以fs/N的频率间隔发送单音信号，在数字域计算出每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；

步骤3：以中心频率点的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列P′n；

步骤4：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；

步骤5：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；

步骤6：在数字域构造一个N阶复数FIR滤波器，以Yn作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的接收数据；

所述发射机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：

步骤1：数字域中采用NCO以fs/N的频率间隔发送单音信号，用频谱分析仪读取每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；

步骤2：以中心频率点的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列P′n；

步骤3：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；

步骤4：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；

步骤5：在数字域发送到DAC之前构造一个N阶复数FIR滤波器，以Yn作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的发射数据。

2.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：数字域中采用IQ信号的幅度来计算输入信号的功率，计算公式为：其中，M为计算功率的点数。

3.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：以通道中心频率为基准，计算通道平坦度P′n；通道中心频率对应的功率点为PN/2，则

4.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：通信系统要求线性相位特性，因此需要对增益平坦度数据P′n增加相位信息，构成序列Xn，计算公式为：Xn＝P′n*ejπ(N/2-n)*(N-1)/N，n＝0，1，2......N-1。

5.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：通过IFFT计算FIR滤波器系数，进行IFFT运算之前，需要对上述的序列Xn进行移位处理，公式如下：然后进行IFFT运算得到滤波器的系数：Yn＝IFFT(X′n)。

6.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：考虑复数乘法运算的特殊性，用4个实系数FIR滤波器来构造一个复系数的FIR滤波器。

说明书

一种收发信机的增益平坦度补偿方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种收发信机的增益平坦度补偿方法。

背景技术

[0002] 随着全球无线通信的飞速发展，移动通信用户数量急剧增长。每个国家每个地区的运营商频谱资源都很紧张，运营商的频谱资源越多用户越多，相应的经济效益也就越好。同一个3GPP标准Band中经常是分成几段给不同的运营商使用，而在现网中，空间信号各种各样，不同运营商的基站和直放站设备在做网规网优设计时不可避免会遇到共存共址问题，这就要求收发信机有很好的边带抑制能力，在发射时不会干扰相邻信道而在接收时也不会被无用信号干扰。同时，在FDD制式下，假如信号占用带宽很宽，而上行频段和下行频段之间间隔又很近，这又要求收发信机需要有很好的收发隔离度和收发抑制。例如3GPP中Band3,上行频段1710‐1785MHz,下行频段1805‐1880MHz,带宽75MHz,收发间隔20MHz,如果不做好收发隔离度和收发的相互抑制会带来很多问题：首先，下行有用信号因为未滤除干净，会奈奎斯特折叠被ADC采样进去，导致上行带内冒出杂散而无法使用；其次，下行发射时会产生互调信号干扰即下行反射互调，而该干扰信号在上行带内，会把上行噪底抬高拱起导致接收灵敏度变差，现网的吞吐量恶化。

[0003] 针对这些问题，作为设备制造厂商要做好收发隔离度、收发抑制及边带抑制。而要做好这些指标，就要求了所有的频率器件如腔体滤波器、介质滤波器、LC滤波器、Saw滤波器等有很好的矩形系数，这就带来了频段边频点及收发抑制点的差损比正常中心频点偏大，也即通带内增益平坦度差。而不管上行链路还是下行链路，经过了以上这么多级的滤波抑制以后，收发信机的增益平坦度非常差，满足不了设备的正常使用。而传统的解决增益平坦度方案，都是针对收发信机的固有波形做一个反向波形的模拟滤波器，但是实际效果并不理想，因为这种反补滤波器虽然平坦度波形出来了，但是回波损耗很差，所以应用在链路中会导致阻抗不匹配，实际并不能起到补偿增益平坦度的效果。所以解决收发信机增益平坦度差这一问题就变的尤为急迫。

发明内容

[0004] 本发明的目的是克服现有技术中的不足，而提供一种收发信机的增益平坦度补偿方法。

[0005] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的。这种收发信机的增益平坦度补偿方法，其包括：

[0006] 1)一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；

[0007] 2)一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度。

[0008] 所述接收机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：

[0009] 步骤1：将ADC接收到的信号转换为零中频的IQ信号；

[0010] 步骤2：信号发生器以fs/N的频率间隔发送单音信号，在数字域计算出每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；

[0011] 步骤3：以中心频率点的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列Pn′；

[0012] 步骤4：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；

[0013] 步骤5：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；

[0014] 步骤6：在数字域构造一个N阶复数FIR滤波器，以Yn作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的接收数据。

[0015] 所述发射机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：

[0016] 步骤1：数字域中采用NCO以fs/N的频率间隔发送单音信号，用频谱分析仪读取每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；

[0017] 步骤2：以中心频率点的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列P′n；

[0018] 步骤3：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；

[0019] 步骤4：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；

[0020] 步骤5：在数字域发送到DAC之前构造一个N阶复数FIR滤波器，以Yn作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的发射数据。

[0021] 数字域中采用IQ信号的幅度来计算输入信号的功率，计算公式为：

[0022]

[0023] 其中，M为计算功率的点数。

[0024] 以通道中心频率为基准，计算通道平坦度P′n；通道中心频率对应的功率点为PN/2，则

[0025]

[0026] 通信系统要求线性相位特性，因此需要对增益平坦度数据P′n增加相位信息，构成序列Xn，

[0027] 计算公式为：

[0028] Xn＝P′n*ejπ(N/2-n)*(N-1)/s，n＝0，1，2……N-1。

[0029] 通过IFFT计算FIR滤波器系数，进行IFFT运算之前，需要对上述的序列Xn进行移位处理，

[0030] 公式如下：

[0031]

[0032] 然后进行IFFT运算得到滤波器的系数：Yn＝IFFT(X′n)。

[0033] 考虑复数乘法运算的特殊性，用4个实系数FIR滤波器来构造一个复系数的FIR滤波器。

[0034] 本发明的有益效果：本发明能准确地补偿收发信机的增益平坦度，通过软件控制信号发生器和频谱分析仪，仅需一次测试即可自动完成增益平坦度的补偿，简单方便。

附图说明

[0035] 图1是本发明提供的一种接收机增益平坦度补偿方法的实现装置；

[0036] 图2是用4个实系数FIR滤波器构造一个复系数滤波器的示意图；

[0037] 图3是本发明提供的一种发射机增益平坦度补偿方法的实现装置。

具体实施方式

[0038] 下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

[0039] 如图1所示，接收机包括模拟电路部分，模数转换器ADC以及数字信号处理器FPGA或DSP。

[0040] 接收机的模拟电路一般包括双工器，一级或多级带通滤波器，低噪声放大器LNA，混频器或解调器，增益放大器以及衰减器等电路。因为这部分电路不是本发明的重点部分，因此在图1中用一个模块来示意。

[0041] 接收机的增益不平坦主要是由模拟电路部分造成的，本发明在数字域中构造一个复数的FIR滤波器来对增益平坦度进行补偿。

[0042] 在数字域中，首先将ADC采样的信号通过频谱搬移和低通滤波转换为零中频的IQ信号。如果模拟电路部分采用零中频方案，ADC采用双通道的IQ采样，则可以省略掉这一过程。

[0043] 功率计算模块计算输入信号的功率。在数字域中采用以下公式计算功率：

[0044]

[0045] 其中M为计算功率的点数。为了使计算结果尽量准确，本实施例中M＝32768。

[0046] 信号发生器以fc-fs/2为起始频率点，fs/N为步进，共计N个频率点的单音信号，数字域中用上述公式计算出各个频率点的功率Pn。其中fc为接收通道的中心频率，fs为数字信号的采样速率。因为要对Pn进行IFFT运算，为了运算的简便，限定N的取值为2的整数次方。N的值越大，平坦度补偿的结果越精确，但相应的运算量也越大，需要根据系统需求对N的值进行取舍。

[0047] 以通道中心频率fc为基准，计算通道平坦度P′n。fc对应的功率点为PN/2，则[0048]

[0049] 因为计算功率P的时候取了对数运算，因此P的单位为dB，上述公式中的幂运算将dB值转换为绝对值。

[0050] 为了使不同频率的信号不失真地通过通信系统，要求该通信系统具有线性相位。本发明提供的增益平坦度补偿方法是通过复系数FIR滤波器来实现的，因此该滤波器也要求具有线性相位特性。在上文的叙述中，我们仅仅获得了在不同频率点上的幅度特性，因此需要人为地添加相位特性，以构成一个线性相位系统。

[0051] 增加相位的公式如下：

[0052] Xn＝P′n*ejπ(N/2-n)*(N-1)/N，n＝0，1，2……N-1

[0053] 根据上文所述，计算功率的频率顺序为-fs/2到fs/2，但是根据IFFT原理，其对应的频率顺序为0到fs，因此在IFFT变换之前，需要将Xn的顺序变换为0到fs，变换方法如下：

[0054]

[0055] 最后，对X′n进行N点的IFFT，得到复数序列Yn，作为FIR滤波器的系数。

[0056] Yn＝IFFT(X′n)

[0057] 其中，IFFT是数字信号处理中的通用算法，在此不再赘述。

[0058] 本发明使用复系数的FIR滤波器来进行增益平坦度的补偿。但是在常规的数字信号处理过程中涉及到的一般是实系数的FIR滤波器，因此本发明还提供了一种由实系数FIR滤波器构造复系数FIR滤波器的方法，如图2所示。

[0059] 如图2所示，4个实系数的FIR滤波器构成了一个复系数的FIR滤波器。其中h_real是复系数的实部，h_imag是复系数的虚部。

[0060] 图3是本发明提供的一种发射机的增益平坦度补偿方法的实现装置，如图3所示，发射机一般包括数字信号处理器FPGA或DSP，数模转换器DAC以及模拟电路部分。

[0061] 发射机的模拟电路部分一般包括一级或多级带通滤波器，混频器或调制器，功率放大器PA以及双工器等电路。因为这部分电路不是本发明的重点部分，因此在图1中用一个模块来示意。

[0062] 发射机的增益不平坦主要是由模拟电路部分造成的，本发明在数字域中构造一个复数的FIR滤波器来对增益平坦度进行补偿。

[0063] 在数字域中，用NCO产生N个频点的单音信号，频率范围从-fs/2到fs/2，以fs/N为步进。首先，图3中的选择器模块(MUX)选择NCO的输出发送到DAC，使用频谱分析仪测量每个频点的功率Pn，然后，发射机进入正常工作模式，MUX选择FIR滤波器的输出发射到DAC。因为需要对Pn进行IFFT运算，为了运算简便，限定N取值为2的整数次方。N的值越大，平坦度补偿的结果越精确，但相应的运算量也越大，需要根据系统需求对N的值进行取舍。

[0064] 频谱分析仪测量的结果Pn输入到数字信号处理器进行后续处理。以通道中心频率(即数字域的0频)为基准，计算发射通道的增益平坦度P′n。中心频率对应的功率点为PN/2，则

[0065]

[0066] 因为频谱分析仪测量的功率以dB为单位，因此需要通过幂运算来转换为绝对功率值。

[0067] 剩余的处理方法和接收机的平坦度补偿方法一致，在此不再赘述。

[0068] 以上所述是仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和修饰，这些改进和修饰也应视为本发明的保护范围。