同步整流电路和用于同步整流电路的方法

摘要

在仅利用N沟道器件的同步整流器中，利用低端比较器，低端开关被有效地交叉耦合；以及，高端开关执行精确的零电压开关(ZVS)比较。每个自举域的充电路径是通过低端开关完成的，低端开关中的每一个在每半个周期中总是接通的，而与负载无关。由于a)每个自举域接收最大的充电时间；以及b)充电通过开关而不是二极管发生，因此，此方案产生整流器的效率增益。这些因素均确保了自举域被完全充电，从而，减少了通过整流器开关的传导损耗。此外，可以通过软件调整设置，以优化整流器的电阻性和容性损耗。利用芯片温度和操作频率的数据，软件可以创建反馈回路，动态地调整整流器的设置，以实现最好的效率。

权利要求

1.一种同步整流电路，包括：

第一高端开关，耦接于第一输入节点和用于输出一整流电压的输出节点；

第二高端开关，耦接于第二输入节点和所述输出节点；

第一低端开关，耦接于该第一输入节点和接地节点；

第二低端开关，耦接于该第二输入节点和该接地节点；

第一高端比较器和第二高端比较器，分别控制该第一高端开关和该第二高端开关；以及第一低端比较器和第二低端比较器，分别控制该第一低端开关和该第二低端开关，其中，该第一低端比较器耦接于该第二输入节点，该第二低端比较器耦接于该第一输入节点。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该第一高端开关、该第二高端开关以及该第一低端开关、该第二低端开关为N沟道金属氧化物半导体场效应管。

3.如权利要求1所述的电路，还包括：

第一高端自举电路和第二高端自举电路，分别给该第一高端比较器和该第二高端比较器提供自举域。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，用于该第一高端自举电路和该第二高端自举电路的自举域充电路径是通过交叉耦合的该第一低端开关和该第二低端开关来完成的。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，该第一低端开关接通第一半周期，以给该第一高端自举电路充电；以及，该第二低端开关接通第二半周期，以给该第二高端自举电路充电。

6.如权利要求4所述的电路，其特征在于，该第一低端比较器和该第二低端比较器分别在每个周期中接通该第一低端开关和该第二低端开关，以完成与该电路的负载无关的该自举域充电路径。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该第一低端比较器通过比较该第二输入节点上的第二输入电压和接地电压加偏移电压来控制该第一低端开关。

8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该第二低端比较器通过比较该第一输入节点上的第一输入电压和接地电压加偏移电压来控制该第二低端开关。

9.如权利要求1所述的电路，其特征在于，该第一高端比较器和该第二高端比较器、该第一低端比较器和该第二低端比较器具有一包括阈值和滞后电平的设置，其中，该设置是动态可调的。

10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，该设置是基于芯片温度和操作频率动态可调的。

11.一种用于同步整流电路的方法，包括：

从第一输入节点和第二输入节点接收输入功率，以及通过该同步整流电路输出一整流电压至输出节点上；其中，该同步整流电路包括第一高端开关和第二高端开关，该第一高端开关耦接于该第一输入节点和该输出节点，该第二高端开关耦接于该第二输入节点和该输出节点；以及，该同步整流电路还包括第一低端开关和第二低端开关，该第一低端开关耦接于该第一输入节点和接地节点，该第二低端开关耦接于该第二输入节点和该接地节点；

通过第一高端比较器和第二高端比较器分别控制该第一高端开关和该第二高端开关；

通过第一低端比较器和第二低端比较器分别控制该第一低端开关和该第二低端开关，其中，该第一低端比较器耦接于该第二输入节点，该第二低端比较器耦接于该第一输入节点。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，该第一高端开关、该第二高端开关以及该第一低端开关、该第二低端开关为N沟道金属氧化物半导体场效应管。

13.如权利要求11所述的方法，还包括：

采用第一高端自举电路和第二高端自举电路分别给该第一高端比较器、该第二高端比较器提供自举域。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，用于该第一高端自举电路和该第二高端自举电路的自举域充电路径是通过交叉耦合的该第一低端开关和该第二低端开关来完成的。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第一低端开关接通第一半周期，以给该第一高端自举电路充电；以及，该第二低端开关接通第二半周期，以给该第二高端自举电路充电。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该第一低端比较器和该第二低端比较器分别在每个周期中接通该第一低端开关和该第二低端开关，以完成与该电路的负载无关的该自举域充电路径。

17.如权利要求11所述的方法，其特征在于，该第一低端比较器通过比较该第二输入节点上的第二输入电压和接地电压加偏移电压来控制该第一低端开关。

18.如权利要求11所述的方法，其特征在于，该第二低端比较器通过比较该第一输入节点上的第一输入电压和接地电压加偏移电压来控制该第二低端开关。

19.如权利要求11所述的方法，还包括：

动态地调整一包括阈值和滞后电平的比较器设置。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该设置是基于芯片温度和操作频率动态可调的。

说明书

同步整流电路和用于同步整流电路的方法

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 根据35U.S.C.§119，本申请要求如下申请的优先权：2014年1月8日递交的申请号为61/924，762，标题为「Wireless Power Receiver with Programmable Power Path Mode」的美国临时案，在此合并参考上述申请案的全部内容。

技术领域

[0003] 本发明通常涉及无线电源(Wireless power,WP)，更特别地，涉及同步整流电路和用于同步整流电路的方法。

背景技术

[0004] 无线电源传输系统(wireless power transfer system)利用两个磁性线圈之间的互感通过磁性感应传输功率(power)。在接收器侧，通常，接收线圈(receiver coil)连接至桥式整流器(bridge rectifier)，该桥式整流器之后跟随着一稳压器(regulator)。桥式整流器将交流电信号(AC power signal)转换为直流电源(DC power supply)，以及，稳压器将该直流电源调整至用于后续电路(如电池充电器)的合适的电压电平。无线电源系统通常分为感应(inductive)式或共振(resonant)式。在感应式无线电源系统中，无线发射器(wireless transmitter)和接收器(receiver)像紧密耦合的变压器(tightly coupling transformer)一样操作，以传送能量。感应式中的限制使得它仅适用于同时给单个接收器(single receiver)充电。另一方面，在共振式无线电源系统中，功率传送是通过松耦合线圈对(loosely coupled coil pairs)以及利用电气共振来提高系统效率。接收器的数量可以增加且可以在相同领域中充电。

[0005] 在无线电源接收器侧，电压调整(voltage  regulation)用来将整流电压(rectifier voltage)降压(step-down)至用于后续的充电器电路的合适电压。在感应式的单个接收器无线电源系统中，此调整可以是低压差稳压器(Low dropout regulator,LDO)。LDO的效率由其输出输入比(output-to-input ratio)限定(define)。在单个接收器无线系统中，LDO的输入电压(该整流电压)可以被控制到非常接近于其输出电压，以及获得更高的功率效率(power efficiency)。功率控制是通过带内(in band)或带外(out-of-band)通信从接收器发送功率控制消息至发射器。

[0006] 在共振式无线电源系统中，由于每个接收器具有不同耦合因子(coupling factor)的线圈，因此，多个接收器不可能控制所有的整流电压都接近于目标充电电压。因此，该整流电压会远远高于稳压器的输出，这使得通过LDO的功率传输非常低效。因此，当电压降压比较大(large)时，为了更好的效率，应用开关式稳压器(SMPS)。

[0007] 近年来，快速充电对于智能手机和平板应用越来越重要。越来越多的产品采用具有较大的充电电流(例如，>1A)来减小充电时间，这些产品已经在消费市场中推出。在快速充电中，充电器电路可以在比稳定电压(例如，～5V)更高的输入电压(例如，～20V)上充电。因此，通过电源开关(power switch,PSW)，无线电源接收器可以将整流器的输出直接连接至快速充电的充电器。该电源开关用以控制一些无线电源标准所需要的无线充电的启动/停止(start/stop)。

[0008] 在旨在支持具有快速充电功能的电感式和共振式的多模式(multi-mode)无线接收器的集成电路(integrated circuit,IC)中，这需要较大的芯片面积来分别实现LDO、SMPS和PSW的导通器件(pass device)，以及，使得该集成电路的实现成本很高。一种更具成本效益的方法是通过共享相同的导通器件来实现上述LDO、SMPS和PSW。此外，为了实现高功率传输效率的性能，使用NMOS(N-channel metal oxide semiconductor，N沟道金属氧化物半导体)型场效应管(Field Effect Transistor,FET)作为它的导通器件比PMOS(P-channel Metal Oxide Semiconductor,P沟道金属氧化物半导体)型场效应管导通器件具有更好的效率和更小的芯片面积。

[0009] 用于共享LDO、SMPS和PSW的NMOS导通器件的控制电路的实现需要不平凡的(non-trivial)偏置配置(biasing configuration)。自举(Bootstrapping)技术用于实现具有NMOS导通器件的SMPS的高端驱动(high-side driver)是公知的。在PSW模式或近压差操作的LDO模式中，需要一个用于给LDO和PSW的控制器供电的升压(step-up)电压。此升压电压可以通过片上电荷泵电路(on-chip charge pump circuit)实现。

[0010] 寻求一种用于提供多模式无线接收器集成电路的解决方案，该多模式无线接收器集成电路支持电感式和共振式，具有快速充电功能、减少的成本以及提高的效率。

发明内容

[0011] 在一些实施例中，本发明提供了一种同步整流电路，包括第一高端开关、第二高端开关、第一低端开关、第二低端开关、第一高端比较器、第二高端比较器、第一低端比较器和第二低端比较器。其中，第一高端开关耦接于第一输入节点和用于输出一整流电压的输出节点，第二高端开关耦接于第二输入节点和该输出节点；第一低端开关耦接于第一输入节点和接地节点，第二低端开关耦接于第二输入节点和接地节点；第一高端比较器和第二高端比较器分别控制第一高端开关和第二高端开关；以及，第一低端比较器和第二低端比较器分别控制该第一低端开关和该第二低端开关。其中，第一低端开关和第二低端开关通过第一低端比较器和第二低端比较器交叉耦合。

[0012] 在另一些实施例中，本发明提供了一种用于同步整流电路的方法，该方法包括：从第一输入节点和第二输入节点接收输入功率，以及通过该同步整流电路输出一整流电压至输出节点上；其中，该同步整流电路包括第一高端开关和第二高端开关，第一高端开关耦接于该第一输入节点和该输出节点，第二高端开关耦接于该第二输入节点和输出节点；以及，该同步整流电路还包括第一低端开关和第二低端开关，第一低端开关耦接于该第一输入节点和接地节点，第二低端开关耦接于第二输入节点和接地节点。此外，该方法还包括：通过第一高端比较器和第二高端比较器分别控制该第一高端开关和该第二高端开关。此外，该方法还包括：通过第一低端比较器和第二低端比较器分别控制该第一低端开关和该第二低端开关，其中，该第一低端开关和该第二低端开关通过该第一低端比较器和该第二低端比较器交叉耦合。

[0013] 在另一新颖的方面中，在仅使用N沟道器件的同步整流器中，使用低端比较器，低端开关(low-side switches)被有效地交叉耦合(cross-coupled)，以及，高端开关(high-side switches)执行精确地零电压开关(zero-voltage-switching,ZVS)比较。每个自举域的充电路径是通过整流器的低端开关来完成的(completed)，该低端开关的每一个总是在每半个周期中是接通的，而与负载无关。由于a)每个自举域接收最大的充电时间；以及b)充电通过开关而不是二极管发生，因此，此方案给出了整流器的效率增益。这些因素均确保了每个自举域被完全充电，从而降低了通过整流器开关的传导损耗。此外，可以通过软件调整设置，以优化该整流器的阻性或容性损耗。利用芯片温度和操作频率的数据，软件可以创建回路，动态地调整整流器的设置，以实现最好的效率。

[0014] 其它实施例和优点在下面的详细描述中进行描述。此概述并非旨在限定本发明。本发明由权利要求限定。

附图说明

[0015] 图1根据一新颖方面说明一种具有可编程电源路径模式的无线电源接收器集成电路；

[0016] 图2A示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的电源开关，该电源开关具有NMOS导通器件；

[0017] 图2B示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的低压差稳压器，该低压差稳压器具有NMOS导通器件；

[0018] 图2C示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的开关式电源，该开关式电源具有NMOS导通器件；

[0019] 图3示出了不同的电源路径模式及其用于不同类型的无线电源系统的适用性；

[0020] 图4A示出了用于将电压调节器编程为SMPS模式或PSW模式的电源路径；

[0021] 图4B示出了用于将电压调节器编程为LDO模式或PSW模式的电源路径；

[0022] 图5示出了具有多模式电源路径的无线接收器集成电路的第一实施例；

[0023] 图6示出了具有多模式电源路径的无线接收器集成电路的第二实施例；

[0024] 图7根据一新颖方面示出了具有回路模式的无线接收器集成电路；

[0025] 图8是根据一新颖方面的一种支持多模式电源路径的无线接收器集成电路的方法的流程图；

[0026] 图9根据一新颖方面示出了一种同步整流器；

[0027] 图10示出了图9中同步整流器的一种波形；

[0028] 图11示出了一种用于图9中同步整流器的自举域充电路径；

[0029] 图12示出了一种未利用低端比较器的交叉耦合的自举域充电路径；

[0030] 图13示出了一种基于软件调整整流器设置的反馈回路，用于优化整流器性能；

[0031] 图14是根据一新颖方面的一种利用同步整流器提供整流输出电压的方法的流程图。

具体实施方式

[0032] 现在将详细给出参考信息至本发明的一些实施例，这些实施例中的示例在下面的附图中来说明。

[0033] 图1根据一新颖方面说明具有集成电路的无线电源接收器100，该无线电源接收器100具有可编程的电源路径模式。无线电源接收器100包括接收线圈(receiver coil)101、匹配网络(match network)102和集成电路(integrated circuit,IC)110。集成电路110具有两个输入端AC1和AC2、用于输出一整流电压(Vrect)的整流输出端VRECT、接地端GND以及用于输出一输出电压(Vout)至外部电路的输出端VOUT。集成电路110包括同步整流电路(synchronous rectifier circuit)120、用于从整流电压Vrect提供内部供给电压V1的低压差稳压器(low dropout regulator,LDO)130、电压调节器(voltage regulator)140和辅助电路(auxiliary circuit)150。辅助电路150进一步包括处理器(例如，微控制器(micro-controller,MCU))151、用于提供内部时钟(CLK)的振荡器(oscillator，OSC)152、过压和过温保护电路(over-voltage and over-temperature protection circuit,OV/OT)153、模数转换器(analog-to-digital converter,ADC)154、多工器(multiplexer,MUX)155、电流传感器(current sensor,I-Sense)156、温度传感器(temperature sensor,Temp)157和负温度系数热敏电阻(negative temperature coefficient thermistor,NTC)158。该辅助电路由低压差稳压器130在内部节点V1上提供的内部供给电压V1供电。

[0034] 无线电源接收器100利用接收线圈101和匹配网络102将磁场能量转换为交流电能量。集成电路110从输入端AC1和AC2接收交流信号，然后将交流电转换为已整流的直流电压到输出端VRECT上，最终到输出端VOUT上的输出电压。

[0035] 根据一新颖方面，集成电路110具有电压调节器140，电压调节器140的电源路径可以被配置为低压差稳压器(LDO)、开关式电源(SMPS)或电源开关(PSW)。所有的三种模式共享相同的导通器件，以减小芯片面积；以及共享相同的输出端，以减少引线脚(terminal pin)。在感应式无线接收器中，通过软件(software)或固件(firmware)的方式，上述电源路径可以被动态地重新编程为LDO模式或PSW模式。在共振式或多模式无线接收器中，通过软件或固件的方式，上述电源路径可以被动态地重新编程为SMPS模式或PSW模式。一种更具成本效益的方法是通过共享相同的导通器件来实现LDO、SMPS和PSW。此外，为了实现高功率传输效率的性能，利用N沟道MOSFET作为其导通器件比P沟道MOSFET导通器件具有更好的效率和更小的芯片面积。

[0036] 图2A示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的电源开关(PSW)210，该电源开关210具有N沟道MOSFET导通器件。在PSW模式中，该无线电源接收器将整流输出(Vrect)直接连接至快速充电的充电器。电源开关210包括升压电荷泵(step up charge pump)211、PSW控制器212和电源开关器件，该电源开关器件为N沟道横向扩散金属氧化物半导体(N-channel Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor,LDNMOS)晶体管213。LDNMOS晶体管213被设计为承受(withstand)漏极-源极间(across the drain-to-source junction)的大电压应力。此类型的器件允许无线电源接收器操作在Vrect处，该Vrect高于MOSFET的栅氧化层击穿电压。为了驱动此LDNMOS电源开关器件213的栅极电压，须产生一个电压，该电压大约等于整流电压(Vrect)加上一个可被安全地施加在该器件栅极间的最大电压(此处标注为V1)。在这个公知的实现中，升压电荷泵211产生电压(Vrect+V1)，以给PSW控制器212供电。PSW控制器212被设计为在LDNMOS导通器件最大允许的栅极与源极间电压VGS处偏置LDNMOS导通器件213，以实现低导通电阻。

[0037] 图2B示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的低压差稳压器220，该低压差稳压器220具有LDNMOS导通器件。低压差稳压器220包括升压电荷泵221、LDO控制器222和LDNMOS晶体管223。LDO控制器222被设计为：通过将输出电压Vout反馈回LDO控制器222的方式，利用闭环控制来调整跨接在LDNMOS 223间的合适的VGS电压。LDO控制器222通过比较一反馈电压和一已知的参考电压Vref(例如，从带隙电路提供的内部电压)来调整VGS。在LDO压差条件下，当输出电压Vout非常接近于整流电压Vrect时，需要产生一个高于Vrect的电压，以控制导通器件LDNMOS 223的栅极电压。一种可能的实现是使用电荷泵电路221，该电荷泵电路221与图2A中用于电源开关210的升压电荷泵211相同。在感应式无线供电中，整流电压(Vrect)被设置为接近目标的LDO输出电压Vout。由于LDO电压调节器的效率大约等于输入电压Vrect除以输出电压Vout，因此，将该LDO操作在近(near)压差条件下允许电压调节器实现好的系统效率。

[0038] 图2C示出了一种作为可编程的无线电源接收器的其中一种操作模式的开关式电源(SMPS)230，该开关式电源230具有N沟道MOSFET导通器件。这里所述的SMPS也称为降压型转换器(buck converter)，其中，较高的输入电压Vrect经由该降压型转换器以及包括电感Lind和电容Cout的外部元件而被转换为较低的稳定电压(regulated voltage)Vreg。当电压降压比(从Vrect到Vreg)较大(is large)时，SMPS操作模式适用于更好的效率。开关式电源230包括降压型控制器(buck mode controller)231、降压型预驱动器(buck mode pre-driver)232和LDNMOS 233。由于开关式电源230的开关特性，自举电路(bootstrapping circuit)用来给降压型预驱动器232供电。该自举电路包括二极管235和升压电容(boost capacitor)Cboost。当输出电压Vout(BUCK_SW)为低时，V1通过二极管235给Cboost充电。预驱动器232操作在位于BUCK_SW和BUCK_BST之间的浮动电源域(floating power domain)。低端(low side)导通器件可以是用于非同步(non-synchronous)开关式电源的功率二极管或用于同步开关式电源的LDNMOS导通器件。这里的描述使用具有功率二极管236的非同步开关式电源的配置(作为非限制性的示例)。

[0039] 图3示出了不同的电源路径模式及其用于不同类型的无线电源系统的适用性。这些模式的任意一种适用于单个接收器充电系统。也许对于高电压、快速充电模式，双模式LDO/PSW接收器提供调节电压(regulate voltage)或通过未调节电压(unregulated voltage)的选项。对于感应/共振双模式无线充电系统，电源路径可以被设置为SMPS/PSW模式。PSW模式提供良好的效率而无需使用外部电感，但后续阶段须能够忍受宽电压范围。因此，PSW模式不适用于在期望有良好控制的电压的系统中使用，如在有线充电系统的通常情形中。

[0040] 图4A示出了用于将电压调节器编程为SMPS模式或PSW模式的电源路径的一实施例。图4B示出了用于将电压调节器编程为LDO模式或PSW模式的电源路径的另一实施例。在这两个实施例中，图1的集成电路110包括可编程电压调节器(programmable voltage regulator)140。可编程电压调节器140进一步包括SMPS控制器和预驱动器410、PSW模式控制器420、LDO模式控制器430、导通器件440、用于自举的二极管441以及低端导通器件(low side pass device)442。电压调节器140属于无线电源接收器的集成电路110。在集成电路110外部的元件包括自举电容Cboost、电感Lind和解耦电容Cout。

[0041] 电压调节器140的电源路径提供LDO模式、SMPS模式和PSW模式，以及这三种模式共享相同的NMOS型导通器件440。上述三个控制器的输出被连接到一起，且连接至NMOS型导通器件440的栅极。当无线接收器系统开始操作时，多模式接收器的集成电路首先检测它是否在感应式或共振式下操作。例如，无线接收器的集成电路110的同步整流器120能够检测交流信号频率，并基于该频率确定是感应式还是共振式，如，100k-200kHz为感应式，6.78MHz为共振式。

[0042] 在图4A的示例中，电压调节器140的电源路径被编程为SMPS模式或PSW模式，用于共振式或感应式无线功率接收。外部的电感(Lind)和解耦电容(Cout)为SMPS模式操作所需要的。在PSW模式中，直接连接至解耦电容Cout或通过电感Lind连接至解耦电容Cout都能够正常工作。对于共振式接收器，LDO模式控制器430是关闭的。

[0043] 在图4B的示例中，电压调节器140的电源路径被编程为LDO模式或PSW模式，用于感应式无线功率接收。在LDO模式中，LDO的输出直接连接至解耦电容(Cout)，而不需要庞大而昂贵的外部电感(Lind)。在PSW模式中，直接连接至解耦电容Cout或通过电感Lind连接至解耦电容Cout都能够正常工作。对于感应式接收器，SMPS控制器和预驱动器410是关闭的。

[0044] 利用图4A和图4B的配置，在接收器集成电路110上的软件/固件(例如，经由微控制器(MCU)151)可以将电源路径动态地编程为SMPS模式或PSW模式，或者，将该电源路径动态地编程为LDO模式或PSW模式，用于感应式操作。在一示例中，多模式接收器的集成电路基于外部的充电电路是否支持在较高的输入电压(如，～20V)上进行快速充电来确定是否将电源路径编程为PSW模式。请注意：由于导通器件(LDNMOS 440)需要传递大功率至输出，因此，该导通器件在无线接收器的硅芯片面积中占主导地位(dominate)。利用N沟道MOSFET作为其导通器件比P沟道MOSFET导通器件具有更好的效率和更小的芯片面。此外，由于所有的三种模式共享相同的N沟道MOSFET导通器件，从而，支持多模式的上述电路的芯片面积开销是小的。此外，所有的三种模式共享相同的输出端VOUT，以支持具有减少的引线脚的总数量。

[0045] 图5示出了具有多模式电源路径的无线接收器集成电路110的第一实施例。此电路可以应用在整流电压高于上述允许的用于该集成电路的栅极-源极电压(VGS)的情形中。所述LDNMOS导通器件能够容忍大的漏极-源极电压(VDS)，而VGS容限(tolerance)受内部电压(V1)的限制并由其提供。SMPS模式预驱动器和PSW模式控制器中的驱动逻辑电路由普通的MOSFET器件组成，从而，它们的漏极-源极电压具有与它们的栅极-源极电压(V1)相同的极限值。

[0046] 升压电荷泵501用于提供一升压电压(Vrect+V1)，以给LDO模式控制器430和降压缓冲(step-down buffer)502供电。降压缓冲502用于产生电压(VBUCK_SW+V1)，以供给PSW模式控制器420，且被有线连接至BUCK_BST。在LDO模式上，SMPS模式预驱动器410和PSW模式控制器420是关闭的(are disable)，且设置其输出为高阻态(high impedance)。通过降压缓冲给SMPS模式预驱动器410和PSW模式控制器420供电能够保证逻辑电平的正确性，以及防止从控制器的输出至其电源的反向漏电流路径。在SMPS模式上，降压缓冲502的输出是浮动的，以及，自举电路(包括二极管441和升压电容Cboost)产生BUCK_BST电压。PSW模式控制器和LDO模式控制器的输出被设置在高阻态状态。在PSW模式上，降压缓冲502被使能，以给PSW控制器420和SMPS模式预驱动器410供电。SMPS模式预驱动器410和LDO模式控制器430的输出是关闭的，且被设置为高阻态。通过上述配置，这三种电源路径模式可以操作上述相同的N沟道MOSFET导通器件440，而不相互干扰。

[0047] 图6示出了具有多模式电源路径的无线接收器集成电路110的第二实施例。图6的操作与先前提出的图5中的架构类似。但是，图5中的升压电荷泵501被图6中简化的交流-直流(AC-DC)整流电路601替代。AC1_BST和AC2_BST是来自图1的全(fully)同步整流电路120的自举域电源(bootstrapping domain power)。AC1_BST和AC2_BST分别跟踪(track)AC1和AC2加上上述电压V1。集成电路110的全同步整流电路120在此处被电压调节器140重复利用，以实现简易的(simple)升压电荷泵。该简化的交流-直流整流电路601包括二极管611、二极管612和电容613。该简化的交流-直流整流电路601产生电压VRECT_BST，其电平大约为VRECT+V1。VRECT_BST用于给LDO模式控制器430和降压缓冲502供电。假定所有二极管的正向电压(forward voltage)与V1相比足够小，及此处可以忽略。在图6所示的实施例中，同步整流器120的电路结构的安排如图6左下角所示，具有自举的全同步整流器120包括两个半桥整流(rectifier half bridge)，每个半桥整流包括整流高端预驱动器和整流低端预驱动器。

[0048] 图7根据一新颖方面示出了具有集成电路的无线接收器700，该无线接收器具有回路(loopback)模式。无线电源接收器700包括接收线圈701、匹配网络702和集成电路(IC)710。集成电路710具有两个输入端AC1和AC2、用于输出一整流电压(Vrect)的输出端VRECT、接地端GND、用于输出一输出电压(Vout)至外部电路的输出端VOUT以及用于将调整电压(Vreg)反馈回集成电路710的回路端LP。集成电路710包括同步整流电路720、用于从整流电压Vrect提供内部供给电压V1的低压差稳压器(LDO)730、SMPS电压调节器740和辅助电路
750。辅助电路750进一步包括处理器(如微控制器(MCU))751、用于提供内部时钟(CLK)的振荡器(OSC)752、过压和过温保护电路(OV/OT)753、模数转换器(ADC)754、多工器(MUX)755、电流传感器(I-Sense)756、温度传感器(Temp)757和负温度系数热敏电阻(NTC)758。该辅助电路由低压差稳压器730在内部节点V1上提供的内部供给电压V1供电。

[0049] 无线接收器700利用接收线圈701和匹配网络702将磁场能量转换为交流电能量。集成电路710从输入端AC1和AC2接收交流信号，然后将交流电转换为整流的直流电压到整流输出端VRECT上，最终到输出端VOUT上的输出电压。该输出电压可以经由包括电感(Lind)和解耦电容(Cout)的外部元件被调节。

[0050] 通常，V1是能够被安全地施加在上述器件栅极间的最大电压，以及，通常通过内部的低压差稳压器(如，低压差稳压器(LDO)730)从整流电压Vrect调节得来。除给SMPS电压调节器740的驱动电路和同步整流器720供电外，V1也用于给集成电路710的辅助电路750供电。由于该低压差稳压器的效率大约等于输入电压除以输出电压，因此，操作该低压差稳压器在近压差条件允许该低压差稳压器实现好的系统效率。因此，当输入电压远高于输出电压时，LDO电压调节器的系统效率变得很差。

[0051] 根据一新颖方面，在SMPS电压调节器740已被激活后，可以使用节电的回路模式。如图7所示，在回路模式中，SMPS的输出被路回到接收器集成电路710的端子LP上，以在节点V1上提供电压。这通过在节点V1和端子LP之间嵌入(insert)回路开关760来实现。若调整电压Vreg基本上等于电压V1(例如，两电压为：～5V)，则在激活SMPS电压调节器740后开启回路开关760。由于此时的电压V1是通过SMPS电压调节器740更有效地提供，而不是由在V1/Vrect的功效上的LDO 730提供，因此提高了系统效率。通常，当电压降压比较大时，开关模式调节器与LDO相比，操作具有更好地效率。另一方面，若调整电压Vreg远高于电压V1，则回路开关760被关闭，以及，内部供给电压V1由LDO 730提供。在一实施例中，上述回路开关可以由P沟道MOSFET来实现。

[0052] 图8是根据一新颖方面的一种用于支持多模式电源路径的无线接收器集成电路的方法的流程图。在步骤801中，同步整流电路接收输入功率(input power)，并输出一整流电压到集成电路的整流输出端VRECT上。该集成电路包括可编程电压调节器，该电压调节器的电源路径可以被配置为LDO、SMPS或PSW。在步骤802中，在第一模式中，经由耦接于整流输出端VRECT的低压差稳压器(LDO)，集成电路将输出电压输出到输出端VOUT上。在步骤803中，在第二模式中，经由耦接于整流输出端VRECT的开关式电源(SMPS)，集成电路将输出电压输出到VOUT上。在步骤804中，在第三模式中，经由耦接于整流输出端VRECT的电源开关(PWS)，集成电路将输出电压输出到VOUT上。在步骤805中，集成电路动态地编程该电压调节器，以操作在上述三种模式的其中一种中，其中，上述SMPS、上述LDO和上述PWS共享一公共的(common)导通器件，该导通器件将上述输出电压输出至集成电路的公共输出端VOUT上。

[0053] 在SMPS模式中，输出电压用于通过外部电感提供一调整电压。在步骤806中，若该调整电压与内部供给电压大致相同，则应用回路模式，以将该调整电压路由至集成电路。当电压降压比为大时，由于开关式调节器(如SMPS)比LDO具有更好的效率，因此，回路模式提高了系统效率。该回路模式可以通过开关(如P沟道MOSFET)来实现，该开关能够基于上述已调整电压开启和关闭。

[0054] 下面是关于同步整流器的描述。

[0055] 整流器是将周期性反转方向的交流(alternating current,AC)转换为仅在一个方向流动的直流(direct current,DC)的电子装置。整流电路(Rectifier circuit)可以是单(single-phase)相或多相(三相是最常见的相位数)。在半波整流中，交流的正半波或负半波被通过，而另一半被阻塞。全波整流器将整个输入波形转换为在其输出上的其中一个恒定极性。全波整流将输入波形的两个极性转换为脉动直流，以及得到更高的平均输出电压。

[0056] 图9根据一新颖方面示出了一种同步整流器900。整流电路900包括第一高端开关(high side switch)901(M1)、第二高端开关902(M2)、第一低端开关(low side switch)903(M3)以及第二低端开关904(M4)，这四个开关形成全波桥式同步整流电路。M1的源极(source)和M3的漏极(drain)耦接于第一输入节点AC1。M2的源极和M4的漏极耦接于第二输入节点AC2。M1的漏极和M2的漏极耦接至输出节点VRECT，该输出节点VRECT用于输出已整流的输出电压Vrect。M3的源极和M4的源极耦接至接地节点GND。在一些实施例中，第一高端开关M1、第二高端开关M2、第一低端开关M3以及第二低端开关M4为N沟道金属氧化物半导体场效应管(N-Channel metal-oxide-semiconductor field effect transistors,MOSFET)。

[0057] 高端开关M1和M2分别被第一高端比较器911(CHS1)和第二高端比较器912(CHS2)控制。第一高端比较器CHS1操作在VBST1和AC1之间的自举域(bootstrap domain)中，该自举域由第一高端自举电路921提供。高端自举电路921包括二极管D1和自举电容(boostrapping capacitor)931(CB1)，且提供自举电压VBST1＝AC1+5V至比较器CHS1。CHS1比较节点VRECT上的电压和节点AC1上的电压，且输出第一控制信号941，以控制M1的栅极。类似地，第二高端比较器CHS2操作在VBST2和AC2之间的自举域中，该自举域由第二高端自举电路922提供。高端自举电路922包括二极管D2和自举电容932(CB2)，且提供自举电压VBST2＝AC2+5V至比较器CHS2。CHS2比较节点VRECT上的电压和节点AC2上的电压，且输出第二控制信号942，以控制M2的栅极。高端器件执行精确的零电压开关(zero-voltage-switching,ZVS)比较。

[0058] 低端开关M3和M4分别被第一低端比较器913(CLS1)和第二低端比较器914(CLS2)控制。通过(via)低端比较器CLS1和CLS2，低端开关M3和M4被有效地交叉耦合(cross-coupled)。特别地，CLS1比较节点AC2上的电压和接地电压加上小的(small)偏移电压Vos，以及输出第三控制信号943，以控制M3的栅极。在另一方面，CLS2比较节点AC1上的电压和接地电压加上小的偏移电压Vos，以及输出第四控制信号944，以控制M4的栅极。基于此结构，低端开关M3和M4被有效地交叉耦合。

[0059] 图10示出了一种图9中同步整流器900的波形示例。在图10的示例中，虚线1001描述了在节点AC1上的电压的波形，以及，实线1002描述了在节点AC2上的电压的波形。由于低端开关的交叉耦合，AC1和AC2的波形是不对称的(symmetric)。来自于高端比较器CHS1的控制信号941控制高端开关M1的栅极-源极间电压Vgs，来自于高端比较器CHS2的控制信号942控制用于高端开关M2的栅极-源极间电压Vgs，来自于低端比较器CLS1的控制信号943控制用于低端开关M3的栅极-源极间电压Vgs，以及，来自于低端比较器CLS2的控制信号944控制用于低端开关M4的栅极-源极电压Vgs。

[0060] 如图10所示，对于高端开关M1和M2，当AC1高于Vrect时(从时刻t3至t4)，控制信号941接通M1。当AC2高于Vrect时(从时刻t7至t8)，控制信号942接通M2。对于低端开关M3和M4，当AC1高于GND+Vos时(在时刻t2)，控制信号944接通M4，且将AC2箝位(clamp)到地电位(ground)。当AC1低于GND+Vos时(在时刻t5)，控制信号944断开M4。当AC2高于GND+Vos时(在时刻t6)，控制信号943接通M3，且将AC1箝位到地电位。当AC2低于GND+Vos时(在时刻t9)，控制信号943断开M3。小的偏移电压Vos(例如，Vos＝0.5v)规定了一个安全间隙(safe gap)，该安全间隙位于时刻t5和t6之间，从而使得低端开关M3和M4不被同时接通。

[0061] 可以看出开关M1和M4在时刻t3至t4均被接通，而开关M2和M3在时刻t7至t8均被接通。返回参照图9，图9中的虚线961描述了M1和M4均被接通时的第一Vrect充电路径。电流从节点AC1、经由开关M1、经由节点VRECT、经由负载951和电容952(Cload)、经由节点GND、经由开关M4而最终流入节点AC2。类似地，在相反的方向中，图9中的虚线962描述了M2和M3均被接通时的第二Vrect充电路径。电流从节点AC2、经由开关M2、经由节点VRECT、经由负载951和电容952(Cload)、经由节点GND、经由开关M3而最终流入节点AC1。这两条Vrect充电路径提供整流的输出电压Vrect到输出节点VRECT上。由于AC1和AC2的电压会超过该电路的最大Vgs(例如，V1＝5V)，因此，本实现利用了滞后(hysteretic)比较器和自举域，以能够驱动整流器的开关而不违背工艺精度。

[0062] 根据一新颖方面，自举域充电路径是通过整流器的低端开关M3和M4来完成的，其中，M3和M4总是(always)接通半个周期。由于a)每个自举域接收最大的充电时间；以及b)该充电通过开关而不是二极管发生，因此，此方案提高了整流器的效率增益。这些因素均确保了自举域被完全充电，从而减少了通过该整流器开关的传导损耗。因此，低端开关共享了执行整流和给自举域充电的作用。如图10所示，在第一半周期中(从时刻t2至时刻t5)，低端开关M4是被接通的，以给高端自举电路922充电，完成第二自举域充电路径。在第二半周期中(从时刻t6至t9)，低端开关M3是被接通的，以给高端自举电路921充电，完成第一自举域充电路径。这与负载无关。负载调节高端的导通时间，而非调节低端的导通时间。

[0063] 图11示出了一种用于图9中同步整流器900的自举域充电路径。当节点AC2上的输入电压高于GND+Vos时，低端开关M3被接通，其中，低端开关M3将节点AC1上的输入电压箝位至地电位。这给高端自举电路921提供了便利的且与负载无关的充电路径。如表示自举域充电路径的线1101所示，当AC1低于5V时，电流从5V的内部电源、经由二极管D1至节点VBST1、经由CB1至节点AC1以及至节点GND。当节点AC1上的输入电压高于GND+Vos时，低端开关M4被接通，其中，低端开关M4将节点AC2上的输入电压箝位至地电位。这给高端自举电路922提供了便利的且与负载无关的充电路径。与表示自举域充电路径的线1101类似，当AC2低于5V时，电流从5V的内部电源经由二极管D2至节点VBST2、经由CB2至节点AC2以及至节点GND(但未示出)。在此方案中，低端的导通时间与负载无关。每个周期中，一旦AC2和AC1上的电压高于GND+Vos，则交叉耦合的低端开关M3和M4总是接通的。

[0064] 若低端的导通时间依赖于负载(loading-dependent)，以及负载是轻的(light)，则M3将不被接通。图12示出了一种未利用低端比较器的交叉耦合的自举域充电路径。在图12的示例中，低端比较器CLS1比较节点AC1上的输入电压和地电位，并输出控制信号，以控制M3的栅极。当负载941是轻的时，M3是断开的。然后，电流将流经M3的体二极管，以完成自举域充电路径1201。然而，此方向是Vrect充电路径962的相反方向。因此，给升压(BST)二极管D1充电的行为1201倾向于关闭M3的该体二极管。因此，应当规定最小的输出负载，以前向偏置该二极管总是接通的。另一方面，在图11中，交叉耦合的低端开关M3和M4在每个周期(如图10所示的t6～t9、t2～t5)中总是被接通的，而与负载无关。特别地，第一低端比较器
913和第二低端比较器914在每个周期中接通第一低端开关M3和第二低端开关M4，以完成与该整流电路的负载无关的自举域充电路径。因此，所提出的方案并不需要强行规定最小输出的负载要求。

[0065] 高端和低端比较器包括一设置(settings)，该设置可被动态调整，以精确的调整比较器的阈值及比较器的滞后电平(hysteresis level)。此外，同步开关可被关闭，允许该整流器利用无源的(passive)体二极管操作。设置可被调整，以优化整流器的阻性损耗(resistive loss)和容性损耗(capacitive loss)、以及所产生的电磁干扰电平。优化设置可根据操作条件而是不同的。

[0066] 用于比较器的实现具有几个可调整的“变量”(“knob”)，其包括：1)比较器的驱动强度(comparator drive strength)：由于交流操作频率的变幅大，因此，比较器的驱动强度必须是可调整的。在低操作频率上的非常大的驱动强度会造成不必要的射频辐射，干扰手机(cellular)操作。此外，在低操作频率上的非常大的驱动强度还会造成比较器输出的振荡，该振荡增大栅极开关损耗(gate switching loss)，且对效率不利。因此，对于低端比较器和高端比较器，比较器的驱动强度均被做成可调整的。2)高端和低端比较器的阈值：由于寄生电感，当整流开关接通时，交流输入会振荡(ring)，以及，振荡的程度可取决于多种因素，如输出功率、整流电压等等。此振荡会潜在地导致高端比较器的误触发(即使具有滞后)，从而增大栅极开关损耗，这在高操作频率下是显著的。使得高端比较器的阈值可调允许减少这些误触发。使得高端比较器的阈值可调还允许反向电流的最小化，该反向电流是在该阈值过低时造成的。对于低端比较器，偏移电压Vos可以是可调整的，以控制自举域充电时间。3)选择性的二极管模式：有时，可能需要操作开关处于二极管模式而非同步模式。例如，在Qi模式中，当没有电源(power)从充电器提供时，同步模式可能没必要在交流输入中创建1MHz的共振振荡。因此，低端开关和高端开关可各自变成纯粹的二极管，关闭同步功能。

[0067] 图13示出了一种基于软件调整整流器设置的反馈回路，用于优化整流器性能。利用芯片温度和操作频率的数据，软件可以创建反馈回路，动态地调整整流器设置，以在任何已知的操作点上实现最好的效率和功能。芯片温度可用以测量在后台中(in  the background)的效率。在步骤1301中，测量操作频率。在步骤1302中，调整用于低频的整流器设置。在步骤1303中，调整用于高频的整流器设置。从步骤1304至1305以及至1306，用于芯片温度的数据抽样用来创建反馈回路，以进一步调整整流器的比较器设置。

[0068] 图14是根据一新颖方面的一种利用同步整流器提供整流输出电压的方法的流程图。在步骤1401中，同步整流电路从第一和第二输入节点接收输入功率，以及输出一整流电压至输出节点上。该电路包括第一高端开关和第二高端开关，该第一高端开关和该第二高端开关耦接于第一输入节点、第二输入节点和输出节点，以及，第一低端开关和第二低端开关耦接于第一输入节点、第二输入节点和接地节点。在步骤1402中，该电路分别通过第一高端比较器和第二高端比较器控制第一高端开关和第二高端开关。在步骤1403中，该电路通过第一高端自举电路和第二高端自举电路给高端比较器提供自举域。在步骤1404中，该电路分别通过第一低端比较器和第二低端比较器控制第一低端开关和第二低端开关。低端开关通过低端比较器交叉耦合。自举域充电路径是通过交叉耦合的低端开关来完成的。在步骤1405中，利用软件反馈回路，该电路动态地调整一包括阈值和滞后电平的比较器设置，以优化整流器性能。

[0069] 尽管本发明已经结合用于指导目的的某些特定实施例进行了描述，但本发明不限于此。因此，对所描述实施例的各种特征的各种变型、改编以及组合可以被实施，而不脱离权利要求书中所阐述的本发明的范围。