本发明公开了一种集成充电机功能的电动车驱动系统，电机驱动和充电机共用了与储能单元之间的电力电子变换电路，还共用了电机绕组电感，使得电动车电机驱动和车载充电机有机地集成一体，解决电动车对空间重量的限制。双三相电机不仅满足电动车电机低电压、大电流设计要求，双三相电机具有更小转矩脉动，满足电动车舒适平稳的运行要求。双三相电机具有更好的故障容错能力，满足电动车高可靠性运行要求。永磁体NdFeB和AlNiCo在转子上有机复合，不仅具有AlNiCo永磁体磁场易调节的优点，而且保留了NdFeB能量密度高的特点，满足电动车大启动转矩和弱磁扩速运行要求。双三相绕组可分别提供转矩电流和充磁电流，充磁效率更高。
1.一种集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，包括第一电压源型逆变器、第二电压源型逆变器、第一直流母线电容、第二直流母线电容、第一高频隔离型直流变换器、第二高频隔离型直流变换器、单相充电接口、蓄电池侧电容、蓄电池、双三相混合励磁电机和电机绕组；
位于双三相混合永磁电机侧的双三相电机绕组端口分别由两个独立的电压源型逆变器馈电，两套电机绕组中性点不相联；电机驱动运行模式下，双三相混合永磁电机做双三相绕组独立运行；静止充电机模式下，电机双三相绕组中性点构成单相充电机接口；
所述两个电压源型逆变器分别由并联的直流母线电容供电；
所述两个直流母线电容分别与独立的高频隔离型直流变换器连接，由相应的高频隔离型直流变换器对其供电；
所述两个高频隔离型直流变换器蓄电池端通过蓄电池电容并联；
所述电压源型逆变器对应的直流母线电容的电压由该电压源型逆变器的控制模块控制；
所述两个电压源型逆变器为第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器，所述两个直流母线电容为第一直流母线电容和第二直流母线电容，所述两个高频隔离型直流变换器为第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器，其中：所述蓄电池通过蓄电池侧电容与并联的第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器相连；
所述第一高频隔离型直流变换器和第一直流母线电容相连；
所述第二高频隔离型直流变换器和第二直流母线电容相连；
所述第一直流母线电容和第一电压源型逆变器相连，给其供电；
所述第二直流母线电容和第二电压源型逆变器相连，给其供电；
所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器分别与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口连接并给其供电。
2.根据权利要求1所述的集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，所述第一电压源型逆变器、双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口和第二电压源型逆变器依次串联连接并由双三相电机绕组端口供电。
3.根据权利要求1所述的集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器先并联，再与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口串联连接并由双三相电机绕组端口供电。
4.根据权利要求1所述的集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，所述高频隔离型直流变换器的控制模块的控制方法包括以下步骤：
1)将高频隔离型直流变换器的蓄电池输出电流iin经过低通滤波器(41)得到平均输出电流Iin；
2)利用乘法器(42)将平均输出电流Iin与蓄电池电压VB相乘得到实际的蓄电池输出功率PB；
3)利用功率给定值PB*和实际值PB之间的误差，经过功率控制器(43)和限幅控制器(44)得到高频隔离型直流变换器两端口开关脉冲间的移相角
4)根据移相角 和设定的占空比D，移相方波发生器模块产生高频隔离型直流变换器八路开关脉冲。
5.根据权利要求2所述的集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器的共同控制模块所采用控制方法包括以下步骤：
1)直流母线电容电压控制器(51)利用第一直流母线电容和第二直流母线电容电压参考值Udc*与实际值Udc之间的误差获得并网电流幅值参考值Im*；
2)利用锁相环模块(52)，根据单相电网电压e得到电网电压相位θ；
3)并网电流参考值模块(53)根据并网电流幅值参考值Im 和电网电压相位θ获得并网电流参考值ig*；
4)并网电流控制器(54)利用并网电流参考值ig*和实际值ig之间的误差获得电机绕组
5)将电网电压e减去电机绕组电压参考值uL得到第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器中点间电压参考值us*；
6)正弦脉宽调制模块(55)根据中点电压参考值us*产生四路开关脉冲，每一路开关脉冲对应驱动第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器的上三个开关管或下三个开关管。
6.根据权利要求3所述的集成充电机功能的电动车驱动系统，其特征在于，第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器所采用控制方法包括以下步骤：
1)利用d轴并网电流控制器(61)根据第一直流母线电容电压参考值Udc*和实际值Udc之差获得并网电流d轴分量给定值id*；
2)利用锁相环(62)根据三相电网电压ea、eb、ec获得电网电压相位θ和dq轴电压分量ed和eq；
3)电压源型逆变器的dq轴实际电流值模块(63)根据电网电压相位θ和实际的电网电流ia、ib、ic获得并网电流dq轴分量实际值id和iq；
4)利用d轴电流控制器(64)和q轴电流控制器(65)分别根据d轴电流参考值id*和实际值id之差以及q轴电流参考值iq*和实际值iq之差，获得电网侧电机绕组(111)电压dq轴分量参考值udL*和uqL*；
5)将d轴电压ed减去电感电压d轴参考值udL*，再加上q轴耦合电压wLiq，获得第一电压源型逆变器(11)中点电压d轴分量参考值ud*；
6)将q轴电压eq减去电感电压q轴参考值uqL*，再减去d轴耦合电压wLid，获得第一电压源型逆变器(11)中点电压q轴分量参考值uq*；
7)根据第一电压源型逆变器(11)中点电压d轴分量参考值ud*、q轴分量参考值uq*和电网电压相位θ，利用abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块(66)获得第一电压源型逆变* * *器(11)在三相静止坐标系下的电压分量参考值ua、ub、uc；
8)正弦脉宽调制器(67)根据电压参考值ua*、ub*、uc*获得第一电压源型逆变器(11)的六路开关脉冲。
一种集成充电机功能的电动车驱动系统
技术领域
[0001] 本发明涉及一种电动车驱动系统，特别是一种集成充电机功能的电动车驱动系统。
背景技术
[0002] 随着石油能源危机以及碳排放和其它汽车尾气有害物质造成的环境问题日益加重，电动车、特别是插电式混合动力车已经成为全球汽车产业发展的重要方向和研究热点。储能单元是电动车的“能源心脏”，储能单元的性能不仅依赖于储能模块本身，同样也和充电机紧密相关。目前充电机主要分为车载型和充电站两类。随着对电动车续航里程要求的不断增加，电动车储能容量及充电容量也要不断扩大。因此相比传统汽车加油，电动车充电需要更长的时间。如果采用充电站模式充电，为了适应电动车规模不断扩大的需求，将需要兴建大量的充电站，成本非常昂贵。而车载型充电机充电灵活，可以在任何有合适充电插座的地方进行充电。大容量车载充电机只需要配置大容量充电插座，相比建造集中充电站成本低很多。但是充电容量的增大将造成车载充电机体积、重量和成本的增加，这给电动车制造带来了极大的挑战。
[0003] 另一方面，作为电动车的“核心动力”，电机驱动对于电动车运行性能至关重要。电动车空间受到成本、机动性等方面限制，电机驱动必须满足紧凑型设计要求，电机驱动转矩密度要求高。电动车储能容量有限，为了在有限储能条件下获得较长行驶里程，电机驱动必须高效运行。电动车工况复杂且涉及乘客人身安全，因此对电动车驱动的可靠性和容错运行要求高。同时，电动车平稳舒适的行驶要求对电动车驱动的转矩脉动和噪声抑制提出了更高的要求。
[0004] 电动车空间、重量的限制和电机驱动及充电机容量、性能要求的不断增加形成了矛盾，对电动车设计造成了巨大的技术挑战，阻碍了电动车产业的发展。因此，如何从电动车电机驱动和车载充电机功能集成及性能提高方面寻找技术突破、提出技术创新，进而解决电动车空间限制和高性能要求之间的矛盾，对于电动车技术的发展和整体电动车产业的推进都具有重要的作用。为此，本发明提出研究集成充电机功能的电动车驱动系统，并对系统中电机和电力电子变换电路进行创新性综合设计，具有重要的科学意义和实际应用价值。
发明内容
[0005] 发明目的：本发明的目的是解决现有的电机驱动和车载充电机这两个电动车主要能量转换部件在功能集成没有完善、无紧凑设计、高效可靠运行没有兼备的问题。
[0006] 技术方案：本发明采用以下技术方案：本发明所采用的技术方案是：一种集成充电机功能的电动车驱动系统，包括：
[0007] 位于双三相混合永磁电机侧的双三相电机绕组端口分别由两个独立的电压源型逆变器馈电，两套电机绕组中性点不相联；电机驱动运行模式下，双三相混合永磁电机做双三相绕组独立运行；静止充电机模式下，电机双三相绕组中性点构成单相充电机接口；
[0008] 所述两个电压源型逆变器分别由并联的直流母线电容供电；
[0009] 所述两个直流母线电容分别与独立的高频隔离型直流变换器连接，由相应的高频隔离型直流变换器对其供电；
[0010] 所述两个高频隔离型直流变换器蓄电池端通过蓄电池电容并联；
[0011] 所述蓄电池侧电容由蓄电池对其供电；
[0012] 所述电压源型逆变器对应的直流母线电容的电压由该电压源型逆变器的控制模块控制；
[0013] 所述两个电压源型逆变器为第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器，所述两个直流母线电容为第一直流母线电容和第二直流母线电容，所述两个高频隔离型直流变换器为第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器，其中：
[0014] 所述蓄电池通过蓄电池侧电容与并联的第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器相连；
[0015] 所述第一高频隔离型直流变换器和第一直流母线电容相连；
[0016] 所述第二高频隔离型直流变换器和第二直流母线电容相连；
[0017] 所述第一直流母线电容和第一电压源型逆变器相连，给其供电；
[0018] 所述第二直流母线电容和第二电压源型逆变器相连，给其供电；
[0019] 所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器分别与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口连接并给其供电。
[0020] 作为优化，所述第一电压源型逆变器、双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口和第二电压源型逆变器依次串联连接并由双三相电机绕组端口供电。
[0021] 作为优化，所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器先并联，再与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口串联连接并由双三相电机绕组端口供电。
[0022] 作为优化，所述高频隔离型直流变换器的控制模块的控制方法包括以下步骤：
[0023] 1)将高频隔离型直流变换器的蓄电池输出电流iin经过低通滤波器得到平均输出电流Iin；
[0024] 2)利用乘法器将平均输出电流Iin与蓄电池电压VB相乘得到实际的蓄电池输出功率PB；
[0025] 3)利用功率给定值PB*和实际值PB之间的误差，经过功率控制器和限幅控制器得到高频隔离型直流变换器两端口开关脉冲间的移相角
[0026] 4)根据移相角 和设定的占空比D，移相方波发生器模块产生高频隔离型直流变换器八路开关脉冲。
[0027] 作为优化，所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器的共同控制模块所采用控制方法包括以下步骤：
[0028] 1)直流母线电容电压控制器利用第一直流母线电容和第二直流母线电容14电压参考值Udc*与实际值Udc之间的误差获得并网电流幅值参考值Im*；
[0029] 2)利用锁相环模块，根据单相电网电压e得到电网电压相位θ；
[0030] 3)并网电流参考值模块根据并网电流幅值参考值Im*和电网电压相位θ获得并网电流参考值ig*；
[0031] 4)并网电流控制器利用并网电流参考值ig*和实际值ig之间的误差获得电机绕组电压参考值uL*；
[0032] 5)将电网电压e减去电机绕组电压参考值uL*得到第一逆变器和第二逆变器中点间电压参考值us*；
[0033] 6)正弦脉宽调制模块根据中点电压参考值us*产生四路开关脉冲，每一路开关脉冲对应驱动第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器的上三个开关管或下三个开关管.[0034] 作为优化，所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器所采用控制方法包括以下步骤：
[0035] 1)利用d轴并网电流控制器根据第一直流母线电容电压参考值Udc*和实际值Udc之差获得并网电流d轴分量给定值id*；
[0036] 2)利用锁相环根据三相电网电压ea、eb、ec获得电网电压相位θ和dq轴电压分量ed和eq；
[0037] 3)电压源型逆变器的dq轴实际电流值模块根据电网电压相位θ和实际的电网电流ia、ib、ic获得并网电流dq轴分量实际值id和iq；
[0038] 4)利用d轴电流控制器和q轴电流控制器分别根据d轴电流参考值id*和实际值id之* *差以及q轴电流参考值iq 和实际值iq之差，获得电网侧电机绕组电压dq轴分量参考值udL 和uqL*；
[0039] 5)将d轴电压ed减去电感电压d轴参考值udL*，再加上q轴耦合电压wLiq，获得第一电压源型逆变器中点电压d轴分量参考值ud*；
[0040] 6)将q轴电压eq减去电感电压q轴参考值uqL*，再减去d轴耦合电压wLid，获得第一电压源型逆变器中点电压q轴分量参考值uq*；
[0041] 7)根据第一电压源型逆变器中点电压d轴分量参考值ud*、q轴分量参考值uq*和电网电压相位θ，利用abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块获得第一电压源型逆变器在三相静止坐标系下的电压分量参考值ua*、ub*、uc*；
[0042] 8)正弦脉宽调制器根据电压参考值ua*、ub*、uc*获得第一电压源型逆变器的六路开关脉冲。
[0043] 有益效果：本发明与现有技术相比：
[0044] (1)电机驱动和充电机共用了与储能单元之间的电力电子变换电路，还共用了电机绕组电感，使得电动车电机驱动和车载充电机有机地集成一体，解决电动车对空间重量的限制。
[0045] (2)电动车驱动电机采用双三相混合永磁电机结构。双三相电机不仅满足电动车电机低电压、大电流设计要求，双三相电机具有更小转矩脉动，满足电动车舒适平稳的运行要求。双三相电机具有更好的故障容错能力，满足电动车高可靠性运行要求。永磁体NdFeB和AlNiCo在转子上有机复合，不仅具有AlNiCo永磁体磁场易调节的优点，而且保留了NdFeB能量密度高的特点，满足电动车大启动转矩和弱磁扩速运行要求。双三相绕组可分别提供转矩电流和充磁电流，充磁效率更高。
[0046] (3)采用高频隔离型双通道功率变换器连接储能单元(蓄电池)和驱动电机/电网。双通道功率变换器供电，系统可靠性高、容错能力强。高频隔离型功率变换器不仅实现储能单元和电机/电网的电气隔离，而且体积和重量均较小。高频隔离型变换器可实现零电压开关技术，开关损耗低。去除逆变器直流母线电容或采用小电容，通过协同控制直流变换器和逆变器，系统仍能正常工作。功率变换器体积可进一步减小、可靠性进一步提高。
附图说明
[0047] 图1为基于双三相混合永磁电机的集成单相充电机电动车驱动系统示意图；其中，11为第一电压源型逆变器，12为第二电压源型逆变器，13为第一直流母线电容，14为第二直流母线电容，15为第一高频隔离型直流变换器，16为第二高频隔离型直流变换器，17为单相充电接口，18为蓄电池侧电容，19为蓄电池、110为双三相混合励磁电机、111为电机绕组；
[0048] 图2为基于双三相混合永磁电机的集成三相充电机电动车驱动系统示意图；其中，11为第一电压源型逆变器，12为第二电压源型逆变器，13为第一直流母线电容，14为第二直流母线电容，15为第一高频隔离型直流变换器，16为第二高频隔离型直流变换器，27为三相充电接口，18为蓄电池侧电容，19为蓄电池、210为双三相混合励磁电机、111为电机绕组；
[0049] 图3为双三相混合永磁电机结构示意图；
[0050] 其中，31为定子，32为双三相绕组，33为永磁体组，34为转子，35为NdFeB永磁体，36为AlNiCo永磁体；
[0051] 图4为两端口隔离直流变换器控制方法的原理图；
[0052] 其中，41为低通滤波器，42为乘法器，43为功率控制器，44为限幅控制器，45为移相方波发生器模块；
[0053] 图5为集成单相充电机电动车驱动系统中电压源型逆变器控制方法原理图；
[0054] 其中，51为直流母线电容电压控制器，52为锁相环模块，53为并网电流参考值模块，54为并网电流控制器，55为正弦脉宽调制模块；
[0055] 图6为集成三相充电机电动车驱动系统中电压源型逆变器控制方法原理图；
[0056] 其中，61为d轴并网电流控制器，62为锁相环，63为dq轴实际电流值模块，64为d轴电流控制器，65为q轴电流控制器，66为abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块，67为正弦脉宽调制器。
具体实施方式
[0057] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作更进一步的说明。
[0058] 为了更了解本发明的技术内容，特举具体实施例并配合所附图式说明如下。
[0059] 如图1所示，一种基于双三相混合永磁电机的集成单相充电机电动车驱动系统，包括：
[0060] 该双三相混合永磁电机110的电机绕组111端口分别由第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12馈电，两套电机绕组111中性点不相联。电机驱动运行模式下，双三相混合永磁电机110做双三相绕组独立运行。静止充电机模式下，电机双三相绕组中性点构成单相充电机接口17。所述第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12分别和第一直流母线电容13和第二直流母线电容14相连；
[0061] 所述第一直流母线电容13和第二直流母线电容14分别与第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16连接，由其对直流母线电容供电；
[0062] 所述第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16通过蓄电池侧电容18并联；
[0063] 所述蓄电池侧电容18由蓄电池19对其供电；
[0064] 所述第一直流母线电容13电压和第二直流母线电容14电压分别由该第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12的控制模块控制。
[0065] 所述两个电压源型逆变器为第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器，所述两个直流母线电容为第一直流母线电容和第二直流母线电容，所述两个高频隔离型直流变换器为第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器，其中：
[0066] 所述蓄电池通过蓄电池侧电容与并联的第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器相连；
[0067] 所述第一高频隔离型直流变换器和第一直流母线电容相连；
[0068] 所述第二高频隔离型直流变换器和第二直流母线电容相连；
[0069] 所述第一直流母线电容和第一电压源型逆变器相连，给其供电；
[0070] 所述第二直流母线电容和第二电压源型逆变器相连，给其供电；
[0071] 所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口串联连接并给其供电。
[0072] 如图2所示，一种基于双三相混合永磁电机的集成三相充电机电动车驱动系统，包括：
[0073] 该双三相混合永磁电机210的电机绕组111端口分别由第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12馈电。电机驱动运行模式下，双三相混合永磁电机110做双三相绕组独立运行，电机绕组111中有两个独立的中性点。静止充电机模式下，电机双三相绕组中性点各相分别相连，构成三相充电机接口27。所述第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12分别和第一直流母线电容13和第二直流母线电容14相连；
[0074] 所述第一直流母线电容13和第二直流母线电容14分别与第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16连接，由其对直流母线电容供电；
[0075] 所述第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16通过蓄电池侧电容18并联；
[0076] 所述蓄电池侧电容18由蓄电池19对其供电；
[0077] 所述第一直流母线电容13电压和第二直流母线电容14电压分别由该第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12的控制模块控制。
[0078] 所述两个电压源型逆变器为第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器，所述两个直流母线电容为第一直流母线电容和第二直流母线电容，所述两个高频隔离型直流变换器为第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器，其中：
[0079] 所述蓄电池通过蓄电池侧电容与并联的第一高频隔离型直流变换器和第二高频隔离型直流变换器相连；
[0080] 所述第一高频隔离型直流变换器和第一直流母线电容相连；
[0081] 所述第二高频隔离型直流变换器和第二直流母线电容相连；
[0082] 所述第一直流母线电容和第一电压源型逆变器相连，给其供电；
[0083] 所述第二直流母线电容和第二电压源型逆变器相连，给其供电；
[0084] 所述第一电压源型逆变器和第二电压源型逆变器先并联再分别与双三相混合永磁电机的双三相电机绕组端口串联连接并给其供电。
[0085] 如图3所示双三相混合永磁电机中，转子34上有永磁体组33，永磁体组33由NdFeB永磁体35和AlNiCo永磁体36组成，AlNiCo永磁体36位于NdFeB永磁体35的两侧。双三相绕组32位于定子31上。双三相绕组32共包含六相，每相绕组间相位相差60度。
[0086] 如图4所示，所述基于双三相混合永磁电机的集成单相充电机电动车驱动系统中第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16，以及所述基于双三相混合永磁电机的集成三相充电机电动车驱动系统中第一高频隔离型直流变换器15和第二高频隔离型直流变换器16的控制模块所采用控制方法相同，以第一高频隔离型直流变换器15为例，包括以下步骤：
[0087] 1)将第一高频隔离型直流变换器15的蓄电池19输出电流iin经过低通滤波器(4.1)得到平均输出电流Iin；
[0088] 2)利用乘法器42将平均输出电流Iin与蓄电池19电压VB相乘得到实际的蓄电池输出功率PB；
[0089] 3)利用功率给定值PB*和实际值PB之间的误差，经过功率控制器43和限幅控制器44得到第一高频隔离型直流变换器15两端口开关脉冲间的移相角
[0090] 4)根据移相角 和设定的占空比D，移相方波发生器模块45产生第一高频隔离型直流变换器15八路开关脉冲。
[0091] 如图5所示，所述基于双三相混合永磁电机的集成单相充电机电动车驱动系统中第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12的控制模块所采用控制方法包括以下步骤：
[0092] 1)直流母线电容电压控制器51利用第一直流母线电容13和第二直流母线电容14电压参考值Udc*与实际值Udc之间的误差获得并网电流幅值参考值Im*；
[0093] 2)利用锁相环模块52，根据单相电网电压e得到电网电压相位θ；
[0094] 3)并网电流参考值模块53根据并网电流幅值参考值Im*和电网电压相位θ获得并网电流参考值ig*；
[0095] 4)并网电流控制器54利用并网电流参考值ig*和实际值ig之间的误差获得电机绕组111电压参考值uL*；
[0096] 5)将电网电压e减去电机绕组111电压参考值uL*得到第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12中点间电压参考值us*；
[0097] 6)正弦脉宽调制模块55根据中点电压参考值us*产生四路开关脉冲，每一路开关脉冲对应驱动第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12的上三个开关管或下三个开关管；
[0098] 如图6所示，所述基于双三相混合永磁电机的集成三相充电机电动车驱动系统中第一电压源型逆变器11和第二电压源型逆变器12的控制模块所采用控制方法相同，以第一电压源型逆变器11为例，包括以下步骤：
[0099] 1)利用d轴并网电流控制器61根据第一直流母线电容13和第二直流母线电容14电* *压参考值Udc和实际值Udc之差获得并网电流d轴分量给定值id；
[0100] 2)利用锁相环62根据三相电网电压ea、eb、ec获得电网电压相位θ和dq轴电压分量ed和eq；
[0101] 3)电压源型逆变器的dq轴实际电流值模块63根据电网电压相位θ和实际的电网电流ia、ib、ic获得并网电流dq轴分量实际值id和iq；
[0102] 4)利用d轴电流控制器64和q轴电流控制器65分别根据d轴电流参考值id*和实际值id之差以及q轴电流参考值iq*和实际值iq之差，获得电网侧电机绕组111电压dq轴分量参考值udL*和uqL*；
[0103] 5)将d轴电压ed减去电感电压d轴参考值udL*，再加上q轴耦合电压wLiq，获得第一电压源型逆变器11中点电压d轴分量参考值ud*；
[0104] 将q轴电压eq减去电感电压q轴参考值uqL*，再减去d轴耦合电压wLid，获得第一电压源型逆变器11中点电压q轴分量参考值uq*；
[0105] 6)根据第一电压源型逆变器11中点电压d轴分量参考值ud*、q轴分量参考值uq*和电网电压相位θ，利用abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块66获得第一电压源型逆* * *变器11在三相静止坐标系下的电压分量参考值ua、ub、uc；
[0106] 7)正弦脉宽调制器67根据电压参考值ua*、ub*、uc*获得第一电压源型逆变器11的六路开关脉冲。
