本发明提供一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，包括由第一主功率管、第三主功率管、第五主功率管和第七主功率管构成的超前桥臂、由第二主功率管、第四主功率管、第六主功率管和第八主功率管构成的滞后桥臂、第一钳位二极管、第二钳位二极管、主功率变压器、隔直电容、全波整流电路和谐振网络；所述第一主功率管与第五主功率管并联，所述第三主功率管与第七主功率管并联，所述第二主功率管与第六主功率管并联，所述第四主功率管与第八主功率管并联。本发明可以有效降低主功率管损耗，提高了滞后桥臂实现零电压软开关的程度，减小了主功率变压器的体积，解决了副边整流滤波电路发热严重的问题，并能够有效提高整机效率。
1.一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，其特征在于：包括由第一主功率管（Q1）、第三主功率管（Q3）、第五主功率管（Q5）和第七主功率管（Q7）构成的超前桥臂、由第二主功率管（Q2）、第四主功率管（Q4）、第六主功率管（Q6）和第八主功率管（Q8）构成的滞后桥臂、第一钳位二极管（DC1）、第二钳位二极管（DC2）、主功率变压器（Tr）、隔直电容（Cb）、全波整流电路和谐振网络；
所述第一主功率管（Q1）的源极与第三主功率管（Q3）的漏极连接，所述第五主功率管（Q5）的源极与第七主功率管（Q7）的漏极连接，所述第一主功率管（Q1）的漏极与第五主功率管（Q5）的漏极连接，所述第三主功率管（Q3）的源极与第七主功率管（Q7）的源极连接，所述第一主功率管（Q1）与第三主功率管（Q3）之间的节点连接到第五主功率管（Q5）与第七主功率管（Q7）之间的节点；
所述第二主功率管（Q2）的源极与第四主功率管（Q4）的漏极连接，所述第六主功率管（Q6）的源极与第八主功率管（Q8）的漏极连接，所述第二主功率管（Q2）的漏极与第六主功率管（Q6）的漏极连接，所述第四主功率管（Q4）的源极与第八主功率管（Q8）的源极连接，所述第二主功率管（Q2）与第四主功率管（Q4）之间的节点连接到第六主功率管（Q6）与第八主功率管（Q8）之间的节点；
所述第五主功率管（Q5）的漏极与第二主功率管（Q2）的漏极连接，所述第七主功率管（Q7）的源极与第四主功率管（Q4）的源极连接，第一钳位二极管（DC1）的阴极连接到第五主功率管（Q5）与第二主功率管（Q2）之间的节点，所述第一钳位二极管（DC1）的阳极与第二钳位二极管（DC2）的阴极连接，所述第二钳位二极管（DC2）的阳极连接到第七主功率管（Q7）与第四主功率管（Q4）之间的节点；
所述主功率变压器（Tr）的原边分别与隔直电容（Cb）的一端和超前桥臂连接，所述隔直电容（Cb）的另一端连接到第一钳位二极管（DC1）与第二钳位二极管（DC2）之间的节点，所述主功率变压器（Tr）的副边与全波整流电路连接；所述谐振网络的一端连接到第一钳位二极管（DC1）与第二钳位二极管（DC2）之间的节点，另一端与滞后桥臂连接。
2.根据权利要求1所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，其特征在于：所述主功率变压器（Tr）由第一变压器（Tr-1）和第二变压器（Tr-2）构成，所述全波整流电路由第一全波整流电路和第二全波整流电路构成，所述第一全波整流电路包括第一整流二极管（DR1）、第二整流二极管（DR2）和第一输出电感（LO1），所述第二全波整流电路包括第三整流二极管（DR3）、第四整流二极管（DR4）和第二输出电感（LO2）；
所述第一变压器（Tr-1）的原边与第二变压器（Tr-2）的原边通过一副磁芯并联绕制；所述第一变压器（Tr-1）的原边的一端抽头与隔直电容（Cb）连接，另一端抽头与超前桥臂连接；
所述第二变压器（Tr-2）的原边的一端抽头连接到第一变压器（Tr-1）的原边与隔直电容（Cb）之间的节点，另一端抽头连接到第一变压器（Tr-1）的原边与超前桥臂之间的节点；
所述第一变压器（Tr-1）的副边的中心抽头与第二变压器（Tr-2）的副边的中心抽头连接，为输出负；所述第一变压器（Tr-1）的副边的两端抽头分别与第一整流二极管（DR1）和第二整流二极管（DR2）的阳极连接，所述第一整流二极管（DR1）和第二整流二极管（DR2）的阴极与第一输出电感（LO1）的一端连接；所述第一输出电感（LO1）的另一端与第二输出电感（LO2）的一端连接，为输出正；所述第二输出电感（LO2）的另一端与第三整流二极管（DR3）和第四整流二极管（DR4）的阴极连接，所述第三整流二极管（DR3）和第四整流二极管（DR4）的阳极分别与第二变压器（Tr-2）的副边的两端抽头连接。
3.根据权利要求1所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，其特征在于：所述谐振网络包括谐振电感（Lr）、第一谐振电容（Cr1）、第二谐振电容（Cr2）、第三谐振电容（Cr3）和第四谐振电容（Cr4）；所述谐振电感（Lr）的一端连接到第一钳位二极管（DC1）与第二钳位二极管（DC2）之间的节点，另一端连接到第二主功率管（Q2）与第四主功率管（Q4）之间的节点；所述第一谐振电容（Cr1）的一端连接到第二主功率管（Q2）的源极，另一端连接到第二主功率管（Q2）的漏极；所述第二谐振电容（Cr2）的一端连接到第四主功率管（Q4）的源极，另一端连接到第四主功率管（Q4）的漏极；所述第三谐振电容（Cr3）的一端连接到第六主功率管（Q6）的源极，另一端连接到第六主功率管（Q6）的漏极；所述第四谐振电容（Cr4）的一端连接到第八主功率管（Q8）的源极，另一端连接到第八主功率管（Q8）的漏极。
4.根据权利要求1所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，其特征在于：所述第一主功率管（Q1）与第五主功率管（Q5）的驱动信号一致，所述第三主功率管（Q3）与第七主功率管（Q7）的驱动信号一致，且所述第一主功率管（Q1）与第三主功率管（Q3）的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间；
所述第二主功率管（Q2）与第六主功率管（Q6）的驱动信号一致，所述第四主功率管（Q4）与第八主功率管（Q8）的驱动信号一致，且所述第二主功率管（Q2）与第四主功率管（Q4）的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间；
所述第一主功率管（Q1）和第五主功率管（Q5）超前于第二主功率管（Q2）和第六主功率管（Q6）一个相位；所述第三主功率管（Q3）和第七主功率管（Q7）超前于第四主功率管（Q4）和第八主功率管（Q8）一个相位。
5.根据权利要求1所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，其特征在于：所述第一主功率管（Q1）、第二主功率管（Q2）、第三主功率管（Q3）、第四主功率管（Q4）、第五主功率管（Q5）、第六主功率管（Q6）、第七主功率管（Q7）和第八主功率管（Q8）的内部分别一一对应集成有第一体二极管（D1）、第二体二极管（D2）、第三体二极管（D3）、第四体二极管（D4）、第五体二极管（D5）、第六体二极管（D6）、第七体二极管（D7）和第八体二极管（D8）；所述第一主功率管（Q1）、第二主功率管（Q2）、第三主功率管（Q3）、第四主功率管（Q4）、第五主功率管（Q5）、第六主功率管（Q6）、第七主功率管（Q7）和第八主功率管（Q8）的内部分别一一对应寄生有第一结电容（C1）、第二结电容（C2）、第三结电容（C3）、第四结电容（C4）、第五结电容（C5）、第六结电容（C6）、第七结电容（C7）和第八结电容（C8）。
一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路
[0001]
技术领域
[0002] 本发明涉及移相全桥零电压软开关变换技术领域，具体是一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路。
[0003]
背景技术
[0004] 随着电源产品向高功率密度、高可靠性、高效率方向发展，移相全桥电路得到了广泛的应用和研究。相对于传统的硬开关电路，移相全桥电路工作在零电压开关模式下，开关损耗大大减小，有助于提高开关频率，减小电源产品的体积和重量。随着移相控制芯片的推出，通过移相控制方式，在原有的硬开关电路上，增加谐振网络和钳位电路，可以在一定负载范围内实现主功率管的零电压软开关。但是受到电路本身的限制，传统的移相全桥零电压软开关电路仍存在以下问题：（1）电源输出功率较大时，主功率管发热量较大，很难通过热设计进行优化，而且主功率管的热冲击较大，可能会造成热击穿，降低电源的可靠性；
（2）移相全桥电路的滞后桥臂在开关过程中，变压器副边相当于短路状态，此时输出滤波电感的电流通过整流部分续流，不再反射到变压器原边，用来实现滞后桥臂软开关的能量仅来自谐振电感，因此不同于超前桥臂在软开关时可以利用输出电感和谐振电感的能量，滞后桥臂往往很难实现软开关，导致开关损耗很大，电路热分布不均匀，且电源整体效率降低；
（3）实现滞后桥臂软开关的常用方法是增大谐振电感的感量，即除了变压器的漏感，额外增加一个独立的谐振电感，通过调整谐振电感的感量，使得滞后桥臂实现软开关。但是随着谐振电感感量的增大，一方面会进一步加剧副边的占空比丢失，使得更多的能量不能有效传递到副边，导致电源效率降低，另一方面谐振电感自身发热会愈加严重，增加散热成本；
（4）随着电源输出功率的增加，通常采用多幅磁芯并绕的方式绕制主功率变压器，会导致变压器重量和体积的增大，不利于实现电源的小型化、轻量化；
（5）电源输出功率较大时，如果使用单个全波整流电路，则流过输出电感的电流很大，由于电感自身存在直流阻抗，导致其发热严重；同样的，流过输出整流二极管的电流很大，导致其同样发热严重，另外在切换负载时引起的电流尖峰可能会导致二极管的热冲击进而导致器件热失效。
[0005]
发明内容
[0006] 本发明的目的在于提供一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，以解决传统移相全桥零电压软开关电路在大功率应用场合的主功率管发热严重、滞后桥臂难以实现软开关、主功率变压器体积大、副边整流滤波电路发热严重以及整机效率较低的问题。
[0007] 本发明的技术方案为：一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，包括由第一主功率管、第三主功率管、第五主功率管和第七主功率管构成的超前桥臂、由第二主功率管、第四主功率管、第六主功率管和第八主功率管构成的滞后桥臂、第一钳位二极管、第二钳位二极管、主功率变压器、隔直电容、全波整流电路和谐振网络；
所述第一主功率管的源极与第三主功率管的漏极连接，所述第五主功率管的源极与第七主功率管的漏极连接，所述第一主功率管的漏极与第五主功率管的漏极连接，所述第三主功率管的源极与第七主功率管的源极连接，所述第一主功率管与第三主功率管之间的节点连接到第五主功率管与第七主功率管之间的节点；
所述第二主功率管的源极与第四主功率管的漏极连接，所述第六主功率管的源极与第八主功率管的漏极连接，所述第二主功率管的漏极与第六主功率管的漏极连接，所述第四主功率管的源极与第八主功率管的源极连接，所述第二主功率管与第四主功率管之间的节点连接到第六主功率管与第八主功率管之间的节点；
所述第五主功率管的漏极与第二主功率管的漏极连接，所述第七主功率管的源极与第四主功率管的源极连接，第一钳位二极管的阴极连接到第五主功率管与第二主功率管之间的节点，所述第一钳位二极管的阳极与第二钳位二极管的阴极连接，所述第二钳位二极管的阳极连接到第七主功率管与第四主功率管之间的节点；
所述主功率变压器的原边分别与隔直电容的一端和超前桥臂连接，所述隔直电容的另一端连接到第一钳位二极管与第二钳位二极管之间的节点，所述主功率变压器的副边与全波整流电路连接；所述谐振网络的一端连接到第一钳位二极管与第二钳位二极管之间的节点，另一端与滞后桥臂连接。
[0008] 所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，所述主功率变压器由第一变压器和第二变压器构成，所述全波整流电路由第一全波整流电路和第二全波整流电路构成，所述第一全波整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管和第一输出电感，所述第二全波整流电路包括第三整流二极管、第四整流二极管和第二输出电感；所述第一变压器的原边与第二变压器的原边通过一副磁芯并联绕制；所述第一变压器的原边的一端抽头与隔直电容连接，另一端抽头与超前桥臂连接；所述第二变压器的原边的一端抽头连接到第一变压器的原边与隔直电容之间的节点，另一端抽头连接到第一变压器的原边与超前桥臂之间的节点；
所述第一变压器的副边的中心抽头与第二变压器的副边的中心抽头连接，为输出负；
所述第一变压器的副边的两端抽头分别与第一整流二极管和第二整流二极管的阳极连接，所述第一整流二极管和第二整流二极管的阴极与第一输出电感的一端连接；所述第一输出电感的另一端与第二输出电感的一端连接，为输出正；所述第二输出电感的另一端与第三整流二极管和第四整流二极管的阴极连接，所述第三整流二极管和第四整流二极管的阳极分别与第二变压器的副边的两端抽头连接。
[0009] 所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，所述谐振网络包括谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容和第四谐振电容；所述谐振电感的一端连接到第一钳位二极管与第二钳位二极管之间的节点，另一端连接到第二主功率管与第四主功率管之间的节点；所述第一谐振电容的一端连接到第二主功率管的源极，另一端连接到第二主功率管的漏极；所述第二谐振电容的一端连接到第四主功率管的源极，另一端连接到第四主功率管的漏极；所述第三谐振电容的一端连接到第六主功率管的源极，另一端连接到第六主功率管的漏极；所述第四谐振电容的一端连接到第八主功率管的源极，另一端连接到第八主功率管的漏极。
[0010] 所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，所述第一主功率管与第五主功率管的驱动信号一致，所述第三主功率管与第七主功率管的驱动信号一致，且所述第一主功率管与第三主功率管的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间；所述第二主功率管与第六主功率管的驱动信号一致，所述第四主功率管与第八主功率管的驱动信号一致，且所述第二主功率管与第四主功率管的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间；
所述第一主功率管和第五主功率管超前于第二主功率管和第六主功率管一个相位；所述第三主功率管和第七主功率管超前于第四主功率管和第八主功率管一个相位。
[0011] 所述的高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，所述第一主功率管、第二主功率管、第三主功率管、第四主功率管、第五主功率管、第六主功率管、第七主功率管和第八主功率管的内部分别一一对应集成有第一体二极管、第二体二极管、第三体二极管、第四体二极管、第五体二极管、第六体二极管、第七体二极管和第八体二极管；所述第一主功率管、第二主功率管、第三主功率管、第四主功率管、第五主功率管、第六主功率管、第七主功率管和第八主功率管的内部分别一一对应寄生有第一结电容、第二结电容、第三结电容、第四结电容、第五结电容、第六结电容、第七结电容和第八结电容。
[0012] 本发明的有益效果为：由上述技术方案可知，本发明可以有效降低主功率管损耗，提高了滞后桥臂实现零电压软开关的程度，减小了主功率变压器的体积，解决了副边整流滤波电路发热严重的问题，并能够有效提高整机效率。
[0013]
附图说明
[0014] 图1是本发明的结构示意图；图2是本发明的工作模态波形图。
[0015]
具体实施方式
[0016] 下面结合附图和具体实施例进一步说明本发明。
[0017] 如图1所示，一种高效率的大功率移相全桥零电压软开关电路，包括由第一主功率管Q1、第三主功率管Q3、第五主功率管Q5和第七主功率管Q7构成的超前桥臂、由第二主功率管Q2、第四主功率管Q4、第六主功率管Q6和第八主功率管Q8构成的滞后桥臂、第一钳位二极管DC1、第二钳位二极管DC2、主功率变压器Tr、隔直电容Cb、全波整流电路和谐振网络。主功率变压器Tr由第一变压器Tr-1和第二变压器Tr-2构成，全波整流电路由第一全波整流电路和第二全波整流电路构成。第一全波整流电路包括第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2和第一输出电感LO1，第二全波整流电路包括第三整流二极管DR3、第四整流二极管DR4和第二输出电感LO2。谐振网络包括谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第三谐振电容Cr3和第四谐振电容Cr4。
[0018] 第一主功率管Q1的源极与第三主功率管Q3的漏极连接，第五主功率管Q5的源极与第七主功率管Q7的漏极连接，第一主功率管Q1的漏极与第五主功率管Q5的漏极连接，第三主功率管Q3的源极与第七主功率管Q7的源极连接，第一主功率管Q1与第三主功率管Q3之间的节点连接到第五主功率管Q5与第七主功率管Q7之间的节点。
[0019] 第二主功率管Q2的源极与第四主功率管Q4的漏极连接，第六主功率管Q6的源极与第八主功率管Q8的漏极连接，第二主功率管Q2的漏极与第六主功率管Q6的漏极连接，第四主功率管Q4的源极与第八主功率管Q8的源极连接，第二主功率管Q2与第四主功率管Q4之间的节点连接到第六主功率管Q6与第八主功率管Q8之间的节点。
[0020] 第五主功率管Q5的漏极与第二主功率管Q2的漏极连接，第七主功率管Q7的源极与第四主功率管Q4的源极连接，第一钳位二极管DC1的阴极连接到第五主功率管Q5与第二主功率管Q2之间的节点，第一钳位二极管DC1的阳极与第二钳位二极管DC2的阴极连接，第二钳位二极管DC2的阳极连接到第七主功率管Q7与第四主功率管Q4之间的节点。
[0021] 隔直电容Cb的一端连接到第一钳位二极管DC1与第二钳位二极管DC2之间的节点，另一端与第一变压器Tr-1的原边的一端抽头连接。第一变压器Tr-1的原边的另一端抽头连接到第五主功率管Q5与第七主功率管Q7之间的节点。第二变压器Tr-2的原边与第一变压器Tr-1的原边通过一副磁芯并联绕制，第二变压器Tr-2的原边的一端抽头连接到第一变压器Tr-1的原边与隔直电容Cb之间的节点，另一端抽头连接到第一变压器Tr-1的原边与超前桥臂之间的节点。
[0022] 第一变压器Tr-1的副边的中心抽头与第二变压器Tr-2的副边的中心抽头连接，为输出负。第一变压器Tr-1的副边的两端抽头分别与第一整流二极管DR1和第二整流二极管DR2的阳极连接，第一整流二极管DR1和第二整流二极管DR2的阴极与第一输出电感LO1的一端连接。第一输出电感LO1的另一端与第二输出电感LO2的一端连接，为输出正。第二输出电感LO2的另一端与第三整流二极管DR3和第四整流二极管DR4的阴极连接，第三整流二极管DR3和第四整流二极管DR4的阳极分别与第二变压器Tr-2的副边的两端抽头连接。第一输出滤波电容CO1、第二输出滤波电容CO2以及负载RL的一端与输出正连接，另一端与输出负连接。
[0023] 谐振电感Lr的一端连接到第一钳位二极管DC1与第二钳位二极管DC2之间的节点，另一端连接到第二主功率管Q2与第四主功率管Q4之间的节点。第一谐振电容Cr1的一端连接到第二主功率管Q2的源极，另一端连接到第二主功率管Q2的漏极；第二谐振电容Cr2的一端连接到第四主功率管Q4的源极，另一端连接到第四主功率管Q4的漏极；第三谐振电容Cr3的一端连接到第六主功率管Q6的源极，另一端连接到第六主功率管Q6的漏极；第四谐振电容Cr4的一端连接到第八主功率管Q8的源极，另一端连接到第八主功率管Q8的漏极。
[0024] 第一主功率管Q1、第二主功率管Q2、第三主功率管Q3、第四主功率管Q4、第五主功率管Q5、第六主功率管Q6、第七主功率管Q7和第八主功率管Q8的内部分别一一对应集成有第一体二极管D1、第二体二极管D2、第三体二极管D3、第四体二极管D4、第五体二极管D5、第六体二极管D6、第七体二极管D7和第八体二极管D8。第一主功率管Q1、第二主功率管Q2、第三主功率管Q3、第四主功率管Q4、第五主功率管Q5、第六主功率管Q6、第七主功率管Q7和第八主功率管Q8的内部分别一一对应寄生有第一结电容C1、第二结电容C2、第三结电容C3、第四结电容C4、第五结电容C5、第六结电容C6、第七结电容C7和第八结电容C8。
[0025] 第一主功率管Q1与第五主功率管Q5的驱动信号一致，第三主功率管Q3与第七主功率管Q7的驱动信号一致，且第一主功率管Q1与第三主功率管Q3的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间。第二主功率管Q2与第六主功率管Q6的驱动信号一致，第四主功率管Q4与第八主功率管Q8的驱动信号一致，且第二主功率管Q2与第四主功率管Q4的驱动信号互补，中间的间隔时间即为死区时间。第一主功率管Q1和第五主功率管Q5超前于第二主功率管Q2和第六主功率管Q6一个相位；第三主功率管Q3和第七主功率管Q7超前于第四主功率管Q4和第八主功率管Q8一个相位。
[0026] 由上述可知，本发明中超前桥臂的主功率管和滞后桥臂的主功率管均为双管并联使用，其中，第一主功率管Q1与第五主功率管Q5并联，第三主功率管Q3与第七主功率管Q7并联，第二主功率管Q2与第六主功率管Q6并联，第四主功率管Q4与第八主功率管Q8并联。通过主功率管并联，每对主功率管的导通阻抗降低为原来单个主功率管的50%，且发热量均分在两个主功率管上，并联后单个主功率管的发热量降低为原来的25%，不仅增加了输出电流能力，减小了主功率管的损耗，也改善了主功率管的散热条件，有利于提高整机效率，适用于低压高电流的大功率电源应用场合。
[0027] 本发明增加的谐振网络，通过调整谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第三谐振电容Cr3和第四谐振电容Cr4的参数，可以合理地设置谐振频率，可以在滞后桥臂的主功率管结电容上的能量被释放完全后再开通或关断主功率管，使得滞后桥臂更容易实现软开关，降低了主功率管的开关损耗，并且通过合理地设置死区时间，使得谐振周期和死区时间相互配合，可以实现效率的最大化。
[0028] 主功率变压器Tr采用新型绕制方法，即原边通过一副磁芯并联绕制、副边通过两路全波整流电路后并联输出。主功率变压器Tr的集成度高，有助于充分利用磁芯的窗口面积，减少磁芯和骨架数量，实现电源的小型化和高功率密度。在减小主功率变压器Tr体积和重量的同时，副边通过两副抽头对应连接两路全波整流电路，可以有效解决整流滤波电路发热严重的问题。
[0029] 本发明所描述电路的效率可达93%以上，且在增加器件较少的基础上，对电路的参数进行优化，解决了现有移相全桥零电压软开关电路在输出功率增大后，主功率管发热严重、滞后桥臂不易实现软开关导致效率偏低及电路结构体积庞大的问题。
[0030] 下面参照图2说明本发明所描述电路的工作原理：（1）开关模态0，t0时刻之前：第一主功率管Q1、第五主功率管Q5和第四主功率管Q4、第八主功率管Q8导通，第一整流二极管DR1和第三整流二极管DR3导通，原边向副边传递能量。
[0031] （2）开关模态1，[t0，t1]：在t0时刻关断第一主功率管Q1、第五主功率管Q5，原边电流给第一结电容C1、第五结电容C5充电，同时给第三结电容C3、第七结电容C7放电。刚开始，VAB下降，VAC保持不变，当C点电压下降到零电位时，第二钳位二极管DC2导通，实现钳位作用，将C点电压钳位在零电位。流经谐振电感Lr的电流保持不变，且与原边电流的差值通过第二钳位二极管DC2流过。由于第一结电容C1、第五结电容C5和第三结电容C3、第七结电容C7的存在，第一主功率管Q1可以实现零电压关断。到t1时刻，第一结电容C1、第五结电容C5的电压充到与输入电压一致，第三结电容C3、第七结电容C7的电压放电到零电位时，第二整流二极管 DR2和第四整流二极管DR4也开始导通。
[0032] （3）开关模态2，[t1，t2]：在t1时刻可以开通第三主功率管Q3、第七主功率管Q7，因为第三结电容C3、第七结电容C7的电压放电到零电位，第三体二极管D3、第七体二极管D7已经导通，因此第三主功率管Q3、第七主功率管Q7为零电压开通。
[0033] （4）开关模态3，[t2，t3]：在t2时刻关断第四主功率管Q4、第八主功率管Q8，此时谐振电感Lr中的电流一边给第四结电容C4、第八结电容C8及第二谐振电容Cr2、第四谐振电容Cr4充电，一边给第二结电容C2、第六结电容C6及第一谐振电容Cr1、第三谐振电容Cr3放电，此时副边所有的整流二极管都处在导通状态，且主功率变压器Tr的原副边电压均为零。正是通过谐振电感Lr和第二结电容C2、第六结电容C6和第四结电容C4、第八结电容C8及第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第三谐振电容Cr3、第四谐振电容Cr4谐振的能量将第四结电容C4、第八结电容C8的电压充到与输入电压一致，第二结电容C2、第六结电容C6的电压放电到零电位，才使得第四主功率管Q4、第八主功率管Q8零电压关断。
[0034] （5）开关模态4，[t3，t4]：副边所有的整流二极管都继续处在导通状态，在t3时刻可以开通第二主功率管Q2、第六主功率管Q6，因为第二结电容C2、第六结电容C6的电压放电到零电位，第二体二极管D2、第六体二极管D6已经导通，因此第二主功率管Q2、第六主功率管Q6为零电压开通。由于输入电压全部反加在谐振电感Lr上，流过谐振电感Lr的电流线性下降，到t4时刻，流过谐振电感Lr的电流下降到与原边电流一致，第二钳位二极管DC2关断。
[0035] （6）开关模态5，[t4，t5]：副边所有的整流二极管都继续处在导通状态，由于输入电压全部反加在谐振电感Lr上，原边电流线性下降至零时，第二体二极管D2、第六体二极管D6和第三体二极管D3、第七体二极管D7关断。
[0036] （7）开关模态6，[t5，t6]：副边所有的整流二极管都继续处在导通状态，原边电流反向增加，通过第二主功率管Q2、第六主功率管Q6和第三主功率管Q3、第七主功率管Q7形成功率回路，到t6时刻，原边电流反向增加到与副边电流折算到原边的电流值一致时，第一整流二极管DR1和第三整流二极管DR3关断。
[0037] （8）开关模态7，[t6，t7]：在t7时刻，C点电压上升到输入电压，VAC下降到负输入电压，第一钳位二极管DC1导通，实现钳位作用，将VAC钳位在负输入电压。
[0038] （9）开关模态8，[t7，t8]：流经谐振电感Lr的电流保持不变，且与原边电流的差值通过第一钳位二极管DC1流过，原边电流反向增加，在t8时刻，原边电流增加到与流过谐振电感Lr的电流一致时，第一钳位二极管DC1关断。
[0039] （10）开关模态9，[t8，t9]：第二主功率管Q2、第六主功率管Q6和第三主功率管Q3、第七主功率管Q7导通，第二整流二极管DR2和第四整流二极管DR4导通，原边继续向副边传递能量。电路开始另一半周期的工作，其工作情况类似于上述半个周期。
[0040] 以上所述实施方式仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明的权利要求书确定的保护范围内。
