本发明属电源技术领域，特别涉及一种具有高功率因数高功率密度的高压电源的控制方法。本发明将三相高频交流链技术、谐振电路的连续工作模式和软开关控制技术相结合。采用激励电压先从0电压切换到低线电压，然后再切换到高线电压的零电流关断控制策略，实现了3电压的瞬时合成，通过各激励源开通时间的控制，不仅可使得谐振电路工作在欠谐振模式以减小谐振电路峰值电流，还可以调节等效激励电压以控制谐振电流，另外还能控制三相输入电流跟随相电压以实现高功率因数。本发明的控制算法中还包含了对高频高压变压器分布电容的处理。本发明的有益效果为，可以提高高压电源的功率因数、效率和功率密度。
1.一种具有高功率因数高功率密度的高压电源的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：a.高压电源上电后，实时采集负载电压UL和电网三相输入相电压ua，ub，uc；
b.根据实时采集到的三相输入相电压ua，ub，uc的相对大小关系，将电网周期划分为12个区间，设定每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，所述12个区间具体为：区间Ⅰ：ua＞uc＞ub，UP＝ua，UM＝uc，UN＝ub；
区间Ⅱ：ua＞ub＞uc，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
区间Ⅲ：ua＞ub＞uc，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
区间Ⅳ：ub＞ua＞uc，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
区间Ⅴ：ub＞ua＞uc，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
区间Ⅵ：ub＞uc＞ua，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
区间Ⅶ：ub＞uc＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
区间Ⅷ：uc＞ub＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
区间Ⅸ：uc＞ub＞ua，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
区间Ⅹ：uc＞ua＞ub，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
区间Ⅺ：uc＞ua＞ub，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
区间Ⅻ：ua＞uc＞ub，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
其中，Up为幅值最大的相电压，UM为幅值最小的相电压，Un为电压幅值居中的相电压；定义高线电压U2＝|UP-UN|，低线电压U1＝|UP-UM|；
c.采用低线电压U1、高线电压U2以及0电压共同参与的组合方式完成谐振回路的激励，即采用6过程的工作模式，设定谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用0电压，第2个工作过程采用低线电压U1，第3个工作过程采用高线电压U2，第4个工作过程采用0电压，第5个工作过程采用低线电压-U1，第6个工作过程采用高线电压-U2；定义在第2-3工作过程中，从UM相流出电荷量为Q1,从Up相流出电荷量为Q2，在5-6工作过程中，流出UM相的电荷量为Q3,流出Up相的电荷量为Q4，为了实现输入端的低谐波和高功率因数，令在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例k为：d.根据谐振电容电压峰值ucmax和负载电压UL，获取顺序接入的低线电压U1、高线电压U2和0电压中每个电压源需要接入的时间以及三个电压的切换时间点,具体方法为：根据串联谐振变换器工作特性，采用状态图法获取控制参数，以谐振电容电压为横坐标轴、谐振电流ir与特征阻抗Zr的乘积值为纵坐标轴构建平面直角坐标系，谐振电路特征阻抗 其中Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值；
设谐振电流正半周的3个工作过程对应的轨迹为依次连接的圆弧L1、L2、L3；其中，L1代表第1工作过程对应的圆弧，设L1对应的圆心为O1，半径为R1；L2代表第2工作过程对应的圆弧，设L2对应的圆心为O2，半径为R2；L3代表第3工作过程对应的圆弧，设L3对应的圆心为O3，半径为R3；
因在第1工作工程中还包含了分布电容的作用，设分布电容的作用对应的轨迹为圆弧L0，则L1还与L0连接；设L0与L1的交点为P0、L1与L2的交点为P1、L2与L3的交点为P2；因圆心O1、O2、O3均在横坐标轴上，设电流为0的开始时刻对应谐振电容起始电压为-ucmax，当电流再次降为0的结束时刻谐振电容电压为ucmax，则L0、L1、L2、L3相连构成的曲线的起点为-ucmax、终点为ucmax；根据实际接入对谐振回路的激励电压，定义O1＝-UL，O2＝U1-UL，O3＝U2-UL，设交点P0，P1和P2分别对应的横坐标值为u0，u1和u2，即u0为分布电容作用结束后的谐振电容电压，u1为第1工作过程结束后谐振电容电压，u2为第2工作过程结束后谐振电容电压；则可以获得的几何关系为：根据几何关系可得到：
假设第2工作过程谐振电容电压变化量为Δuc1和第2工作过程至第3工作过程总的谐振电容电压变化量为Δuc2，由于谐振电流完全流过谐振电容，因此Δuc1和Δuc2的比值与和这两过程对应的电荷量Q1和Q2的比值相等，Δuc1/Δuc2＝Q1/Q2＝k，即：(u2-u1)/(ucmax-u1)＝k；
设Cp为等效到初级侧分布电容，定义Cp与谐振电容Cr之比为m，即m＝Cp/C；
根据分布电容的参与作用原理，在正半谐振电流周期内，分布电容电压由-UL逐渐反转极性到UL，因而可得分布电容作用结束后的谐振电容电压u0为：u0＝-(ucmax-2mUL)；
由于分布电容作用的过程中的总谐振电容为Cp和Cr串联值，因而可转换为仅谐振电容Cr参与谐振下对应的幅度角θ1_0为：在正半周期谐振电流过程中根据能量守恒，可得到能量守恒表达式：
U1(u2-u1)+U2(ucmax-u2)＝UL(ucmax-u0)；
将k、谐振电容电压u0带入能量守恒表达式可得u1为：
设第1工作过程轨迹对应的弧度为θ1、第2工作过程轨迹对应的弧度为θ2、第3工作过程轨迹对应的弧度为θ3，根据状态图几何关系可得对应的表达式分别为：根据θ＝ωt，可得：第1工作过程结束时刻t1＝θ1/ω，第2工作过程结束时刻t2＝t1+θ2/ω，第3工作过程结束时刻Tc＝t2+θ3/ω；从而得到最终的控制参数t1，t2和Tc；
e.根据步骤d所得的三个电压的切换时间点生成通用的时序控制信号，控制各工作过程之间的切换。
一种具有高功率因数高功率密度的高压电源的控制方法
技术领域
[0001] 本发明属于电源技术领域，特别涉及一种高功率因数高功率密度高压电源的控制方法。
背景技术
[0002] 大功率高压电源应用于等离子体加热、深空通信和高功率微波等领域。微波系统向更高功率和机动化方向发展，对电源系统的要求也向着高效率、高功率密度和高性能方向发展。随着功率容量的增加，电源系统对配电电网的影响也逐渐显现出来，低功率因数和高谐波特性不仅需要更大的配电功率、引起较大的配电损耗，还会对其他连接电网的设备造成干扰，因而电源系统在电网侧的性能也得到重视。
[0003] 基于常规技术路线的高压电源由于需要较大的工频电抗器和直流储能电容，因而体积较大，为了实现高功率因数，还需要增加三相功率因数校正电路或有源滤波器，不仅让整机尺寸更大，还会带来较大的损耗，不利于实现高效率和高功率密度。高频交流链技术(AC-link)类似于矩阵变换器技术，不同点在于，高频交流链技术中将矩阵开关和谐振电路相结合以实现软开关，从而实现更高的连链接频率，以减小系统尺寸。基于高频交流链接技术可用于高压输出的方案中多采用断续工作模式。谐振电路的连续工作模式，在传递同样的功率条件下，开关需要承受的电流峰值仅为断续工作模式的一半左右，因而同等开关条件下，功率等级可以提高近一倍；另外连续电流模式的峰值系数更低，对应着同样的回路通态电阻条件下，欧姆损耗更低。常规技术路线中也多让谐振电路工作在连续工作模式，但控制上通常仅采用频率控制或移相控制，而频率和移相联合控制可以进一步降低损耗，只是控制算法复杂，在采用高频交流链技术方案后，等效激励电压中又多出一次切换过程，使得控制算法更为复杂。为了避免吸收电路带来的体积增加、散热等问题，采用了谐振电路的欠谐振模式，则不再需要吸收电路。
发明内容
[0004] 本发明所要解决的，就是将高频交流链接技术、谐振电路的欠谐振工作模式与频率和移相联合控制方案相结合所带来的控制问题,提出了一种高功率因数高功率密度高压电源的控制方法。
[0005] 本发明的技术方案为，一种高功率因数高功率密度高压电源的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
[0006] a.高压电源上电后，实时采集负载电压UL和电网三相输入相电压ua，ub，uc；
[0007] b.根据实时采集到的三相输入相电压ua，ub，uc的相对大小关系，将电网周期划分为12个区间，每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，所述12个区间具体为：
[0008] 区间Ⅰ：ua＞uc＞ub，UP＝ua，UM＝uc，UN＝ub；
[0009] 区间Ⅱ：ua＞ub＞uc，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0010] 区间Ⅲ：ua＞ub＞uc，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
[0011] 区间Ⅳ：ub＞ua＞uc，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
[0012] 区间Ⅴ：ub＞ua＞uc，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
[0013] 区间Ⅵ：ub＞uc＞ua，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
[0014] 区间Ⅶ：ub＞uc＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0015] 区间Ⅷ：uc＞ub＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0016] 区间Ⅸ：uc＞ub＞ua，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
[0017] 区间Ⅹ：uc＞ua＞ub，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
[0018] 区间Ⅺ：uc＞ua＞ub，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
[0019] 区间Ⅻ：ua＞uc＞ub，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
[0020] 其中Up幅值最大，UM幅值最小，Un为电压幅值居中的相电压；定义高线电压U2＝|UP-UN|，低线电压U1＝|UP-UM|；
[0021] c.采用低线电压U1、高线电压U2以及0电压共同参与的组合方式完成激励，即采用6过程的工作模式，谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用0电压，第2个工作过程采用低线电压U1，第3个工作过程采用高线电压U2，第4个工作过程采用0电压，第5个工作过程采用低线电压-U1，第6个工作过程采用高线电压-U2；定义在第2-3工作过程中，从UM相流出电荷量为Q1,从Up相流出电荷量为Q2，在5-6工作过程中，流出UM相的电荷量为Q3,流出Up相的电荷量为Q4，为了实现输入端的低谐波和高功率因数，令在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例k：
[0022]
[0023] d.根据谐振电容电压峰值ucmax和负载电压UL，获取顺序接入的低线电压U1、高线电压U2和0电压中每个电压源需要接入的时间以及三个电压的切换时间点,具体方法为：
[0024] 根据串联谐振变换器工作特性，采用状态图法求解控制参数，以谐振电容电压为横轴、谐振电流ir与特征阻抗Zr的乘积值为纵轴构建平面直角坐标系，谐振电路特征阻抗其中Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，定义谐振电流正半周的3个工作过程对应的轨迹为分别以O1、O2、O3为圆心并分别以R1、R2、R3为半径的相连接的圆弧，在过程1中还包含了分布电容作用的过程，P0，P1和P2为不同段圆弧的相交点，由于圆心均位于横坐标轴上，根据实际接入对谐振回路的激励电压，可定义O1＝-UL，O2＝U1-UL，O3＝U2-UL，设交点P0，P1和P2分别对应的横坐标值为u0，u1和u2，即u0为分布电容作用结束后的谐振电容电压，u1为第1过程结束后谐振电容电压，u2为第2过程结束后谐振电容电压。电容电压峰值为ucmax，稳态工作时，谐振电容电压正最/大值与负最大值相等，因而在电流为0的开始时刻对应谐振电容起始电压可定为-ucmax，当电流再次降为0的结束时刻谐振电容电压为ucmax。假设第2过程谐振电容电压变化量为Δuc1和2-3过程总的谐振电容电压变化量为Δuc2，由于谐振电流完全流过谐振电容，因此Δuc1和Δuc2的比值与和这两过程对应的电荷量Q1和Q2的比值相等，Δuc1/Δuc2＝Q1/Q2＝k，即：
[0025] (u2-u1)/(ucmax-u1)＝k (2)
[0026] Cp为等效到初级侧分布电容，定义Cp与谐振电容Cr之比，即m＝Cp/C。
[0027] 根据分布电容的作用原理，在正半谐振电流周期内，分布电容电压由-UL逐渐反转极性到UL，因而可得分布电容作用结束后的谐振电容电压u0：
[0028] u0＝-(ucmax-2mUL) (3)
[0029] 分布电容作用的过程对应的幅度角为：
[0030]
[0031] 由于分布电容作用的过程中的总谐振电容为Cp和Cr串联值，因而可转换为仅谐振电容Cr参与谐振下对应的幅度角：
[0032]
[0033] 在正半周期谐振电流过程中根据能量守恒，可得以下表达式：
[0034] U1(u2-u1)+U2(ucmax-u2)＝UL(ucmax-u0) (6)
[0035] 联合表达式(2),(3)和(6)可得u1：
[0036]
[0037] 在结合表达式(2)，可得表达式(7)基础上求得u2：
[0038] u2＝(1-k)u1+kucmax (8)
[0039] 状态图上的几何关系包括：
[0040]
[0041] 根据表达式(9)可得R2和R1和达式：
[0042]
[0043]
[0044] 由于表达式(9)中已经求得R3，因而根据表达式(10)和(11)可依次求得R2和R1。
[0045] 设第1工作过程轨迹对应的弧度为θ1、第2工作过程轨迹对应的弧度为θ2、第3工作过程轨迹对应的弧度为θ3，根据状态图几何关系可得对应的表达式分别为：
[0046]
[0047]
[0048]
[0049] 根据θ＝ωt，可得：第1工作过程结束时刻t1＝θ1/ω，第2工作过程结束时刻t2＝t1+θ2/ω，第3工作过程结束时刻Tc＝t2+θ3/ω；从而得到最终的控制参数t1，t2和Tc。
[0050] 其中ω为谐振角频率，
[0051] e.根据步骤d所得的三个电压的切换时间点生成通用的时序控制信号，控制各工作过程之间的切换。
[0052] 在实际应用中还可以增加下列步骤：
[0053] f.根据工作时刻电网所处的状态区间，将实际开关信号连接到步骤e产生的通用信号。
[0054] g.根据步骤f的控制完成谐振回路的激励控制，判断工作是否结束，若是，则退出，若否，则回到步骤a。
[0055] 本发明的技术方案，为了避免增加吸收电容带来的体积增加和散热问题，采用了可实现零电流关断的欠谐振工作模式，对应的在控制策略上，激励电压采用先接入0电压，之后切换到低线电压，最后切换到高线电压。本发明提出的控制算法中还包含了对分布的处理，使其能够更准确的实现对串联谐振高压电源的控制。
[0056] 本发明的有益效果为，将高频交流链技术、谐振电路前谐振工作模式和软开关控制相结合所构成的高压电源不仅能够实现输入端的高功率因数，具有较低的开关峰值电流以及高效率的特点的同时还具有高的功率密度。本发明尤其适用于大功率高压电源。
附图说明
[0057] 图1是高压电源主电路拓扑；
[0058] 图2是包含参数表示的简化和等效电路；
[0059] 图3是工作波形示意图；
[0060] 图4是工作过程对应的状态图；
[0061] 图5是通用控制时序信号；
[0062] 图6是电网区间定义；
具体实施方式
[0063] 下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：
[0064] 对于串联谐振变换器而言，由输出滤波电容与负载并联组成的负载回路与谐振回路串联，谐振电流完全流经负载回路，通过对谐振电流的调节从而实现输出电压的调节与稳定。由于谐振电流完全流经谐振电容，且电容电压变化量与电流积分值成正比，假设稳态时电流周期时间基本恒定，那么每个周期电流平均值也与电容电压变化量成正比，本发明以谐振电容电压峰值(ucmax)作为控制量表征谐振回路的工作状态；闭环控制根据实时采集到的负载电压与设定电压进行闭环控制运算得到需要的控制量ucmax。
[0065] 本发明的具体控制方法为：
[0066] ①因为串接在回路中的负载电压(等效为电压源)已经通过测量得到，而谐振参数一定，为了实现本发明所述期望的工作状态，就需要调节等效的激励电压；当前可用于激励的电压为电网相电压的组合，根据实时采集到的三相输入相电压ua，ub，uc的相对大小关系，将每个输入相电压周期划分为12个区间，每个区间内相电压的极性和大小确定，且保持单调变化，如图6所示，所述12个区间具体为：
[0067] 区间Ⅰ：ua＞uc＞ub，UP＝ua，UM＝uc，UN＝ub；
[0068] 区间Ⅱ：ua＞ub＞uc，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0069] 区间Ⅲ：ua＞ub＞uc，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
[0070] 区间Ⅳ：ub＞ua＞uc，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
[0071] 区间Ⅴ：ub＞ua＞uc，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
[0072] 区间Ⅵ：ub＞uc＞ua，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
[0073] 区间Ⅶ：ub＞uc＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0074] 区间Ⅷ：uc＞ub＞ua，UP＝ua，UM＝ub，UN＝uc；
[0075] 区间Ⅸ：uc＞ub＞ua，UP＝uc，UM＝ub，UN＝ua；
[0076] 区间Ⅹ：uc＞ua＞ub，UP＝uc，UM＝ua，UN＝ub；
[0077] 区间Ⅺ：uc＞ua＞ub，UP＝ub，UM＝ua，UN＝uc；
[0078] 区间Ⅻ：ua＞uc＞ub，UP＝ub，UM＝uc，UN＝ua；
[0079] 其中Up幅值最大，UM幅值最小，Un为电压幅值居中的相电压；定义高线电压U2＝|UP-UN|，低线电压U1＝|UP-UM|；
[0080] ②采用低线电压U1、高线电压U2以及0电压共同参与的组合方式完成激励，即采用6过程的工作模式，简化电路如图2所示，工作波形如图3所示。谐振电流正半周和负半周均进行2次换流且均包含3个工作过程，正负半周激励电压的极性相反，具体为：第1个工作过程采用0电压，第2个工作过程采用低线电压U1，第3个工作过程采用高线电压U2，第4个工作过程采用0电压，第5个工作过程采用低线电压-U1，第6个工作过程采用高线电压-U2；定义在第2-3工作过程中，从UM相流出电荷量为Q1,从Up相流出电荷量为Q2，在5-6工作过程中，流出UM相的电荷量为Q3,流出Up相的电荷量为Q4，为了实现输入端的低谐波和高功率因数，令在一个谐振电流半周期内，使不同相流出或流入的电荷量之比等于各自的相电压绝对值之比，可得电荷分配比例k：
[0081]
[0082] ③采用状态图作为分析串联谐振3电压瞬时合成作为激励源的方法，并用此方法得到控制参数t1，t2和Tc。
[0083] 变量说明：激励电压可选择的有三个：高线电压U2，低线电压U1和0电压；负载电压等效到变压器初级为UL，谐振电容电压为uc，u0为分布电容作用结束后的谐振电容电压，u1为第1过程结束后谐振电容电压，u2为第2过程结束后谐振电容电压，谐振电容电压峰值为ucmax，谐振电流为i，谐振电路特征阻抗为Zr，谐振角频率为ω，相位角为θ，工作持续时间为t，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Cp为等效到初级侧的分布电容，定义m＝Cp/Cr。
[0084] 其中
[0085] 电流正半周工作过程对应的状态图如图4所示，以谐振电容电压为横轴、谐振电流ir与特征阻抗Zr的乘积值为纵轴构建平面直角坐标系，定义谐振电流正半周的3个工作过程对应的轨迹为分别以O1、O2、O3为圆心并分别以R1、R2、R3为半径的相连接的圆弧，在过程1中还包含了分布电容作用的过程，P0，P1和P2为不同段圆弧的相交点，由于圆心均位于横坐标轴上，根据实际接入对谐振回路的激励电压，可定义O1＝-UL，O2＝U1-UL，O3＝U2-UL，设交点P0，P1和P2分别对应的横坐标值为u0，u1和u2。假设第2过程谐振电容电压变化量为Δuc1和2-3过程总的谐振电容电压变化量为Δuc2，由于谐振电流完全流过谐振电容，因此Δuc1和Δuc2的比值与和这两过程对应的电荷量Q1和Q2的比值相等，Δuc1/Δuc2＝Q1/Q2＝k，即：
[0086] (u2-u1)/(ucmax-u1)＝k (2)
[0087] 根据分布电容的作用原理，在正半谐振电流周期内，分布电容电压由-UL逐渐反转极性到UL，因而可得分布电容作用结束后的谐振电容电压u0：
[0088] u0＝-(ucmax-2mUL) (3)
[0089] 分布电容作用的过程对应的幅度角为：
[0090]
[0091] 由于分布电容作用的过程中的总谐振电容为Cp和Cr串联值，因而可转换为仅谐振电容Cr参与谐振下对应的幅度角：
[0092]
[0093] 其中，m为等效到初级侧分布电容Cp与谐振电容Cr之比，即m＝Cp/C。
[0094] 在正半周期谐振电流过程内的能量守恒，可得以下表达式：
[0095] U1(u2-u1)+U2(ucmax-u2)＝UL(ucmax-u0) (6)
[0096] 连接表达式(2),(3)和(6)可得u1：
[0097]
[0098] 结合表达式(2)，可在表达式(7)基础上求得u2：
[0099] u2＝(1-k)u1+kucmax (8)
[0100] 状态图上的几何关系包括：
[0101]
[0102] 根据表达式(9)可得R2和R1和达式：
[0103]
[0104]
[0105] 由于表达式(9)中已经求得R3，因而根据表达式(10)和(11)可依次求得R2和R1。
[0106] 设第1工作过程轨迹对应的弧度为θ1、第2工作过程轨迹对应的弧度为θ2、第3工作过程轨迹对应的弧度为θ3，根据状态图几何关系可得对应的表达式分别为：
[0107]
[0108]
[0109]
[0110] 根据θ＝ωt，可得各过程结束时刻分别为：
[0111] t1＝θ1/ω (15)
[0112] t2＝t1+θ2/ω (16)
[0113] Tc＝t2+θ3/ω (17)
[0114] 根据式(15)～(17)求得控制所需的切换点时间。
[0115] ④根据步骤d所得的三个电压的切换时间点生成通用的时序控制信号，如图5所示。图5中以up开头的信号用于图1中的上臂控制，以dn为开头的信号用于下臂的控制；以min、mid和max表示的信号分别为最小相、中间相和最大相相应的开关；以1为结束的信号为期望电流流通开关的信号，以2为结束的信号为辅助开关信号；为保证换流期间开关的安全，在电流过0点附近的切换采用4步换流，在电流较大时的切换采用2步换流，信号的切换过程如图5所示。
[0116] ⑤根据工作时刻电网所处的状态区间，如图6所示，将图1中实际开关信号连接到步骤e产生的通用信号，以电网处于第一区间为例的对应关系如下：
[0117] S1＝up_max2；S2＝up_max1；S3＝up_min1；S4＝up_min2；S5＝up_mid1；S6＝up_mid2；
[0118] S7＝dn_max1；S8＝dn_max2；S9＝dn_min2；S10＝dn_min1；S11＝dn_mid2；S12＝dn_mid1；
[0119] ⑥根据步骤f的控制完成谐振回路的激励控制，判断工作是否结束，若是，则退出，若否，则回到步骤a。
