电力转换装置和三相交流电源装置

摘要

本发明提供的是电力转换装置，其包括：用于各个相的转换装置，其将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的各个相的具有AC波形的电压；和控制这些转换装置的控制单元。各个转换装置包括：第一转换器，其具有包括隔离变压器的DC/DC转换器和电容器，并且通过由所述控制单元控制的所述DC/DC转换器将所述输入的DC电压转换为包含与要输出的AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；和第二转换器，其被设置在所述第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，且在每一个周期，通过由所述控制单元控制的所述全桥逆变器使包含所述脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将所述电压转换为具有所述AC波形的电压。

权利要求

1.一种电力转换装置，用于将从DC电源输入的DC电压转换为三相AC电压，所述电力转换装置包括：第一相转换装置，所述第一相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的所述DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；

第二相转换装置，所述第二相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的所述DC电压转换为要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；

第三相转换装置，所述第三相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的所述DC电压转换为要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，所述控制单元被配置为控制所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置，其中所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置的每一个都包括：第一转换器，所述第一转换器具有平滑电容器和包括隔离变压器的DC/DC转换器，通过由所述控制单元控制的所述DC/DC转换器，所述第一转换器将输入的所述DC电压转换为包含与要输出的所述AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；以及第二转换器，所述第二转换器被设置在所述第一转换器的后级中并且具有全桥逆变器，在每一个周期，通过由所述控制单元控制的所述全桥逆变器，所述第二转换器使包含所述脉动DC电压波形的所述电压的极性反转，从而将包含所述脉动DC电压波形的所述电压转换为具有所述AC波形的电压，其中，

在从所述第一转换器输出的所述电压等于或低于所述脉动DC电压波形的波峰值的预定比例的时段期间，所述控制单元致使所述全桥逆变器在高频下进行切换操作，从而在所述时段中产生具有所述AC波形的电压。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中

所述第一转换器将所述DC电压转换为具有连续的所述脉动DC电压波形的电压。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中

所述预定比例为18％至35％。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力转换装置，其中

所述电容器具有下述电容，所述电容允许因所述第一转换器中的切换而导致的高频电压变动被平滑，但不允许所述脉动DC电压波形被平滑。

5.一种三相AC电源装置，包括：

DC电源；

第一相转换装置，所述第一相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；

第二相转换装置，所述第二相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；

第三相转换装置，所述第三相转换装置被配置为将从所述DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，所述控制单元被配置为控制所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置，其中所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置的每一个都包括：第一转换器，所述第一转换器具有平滑电容器和包括隔离变压器的DC/DC转换器，通过由所述控制单元控制的所述DC/DC转换器，所述第一转换器将输入的所述DC电压转换为包含与要输出的所述AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；以及第二转换器，所述第二转换器被设置在所述第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，在每一个周期，通过由所述控制单元控制的所述全桥逆变器，所述第二转换器使包含所述脉动DC电压波形的所述电压的极性反转，从而将包含所述脉动DC电压波形的所述电压转换为具有所述AC波形的电压，其中，

在从所述第一转换器输出的所述电压等于或低于所述脉动DC电压波形的波峰值的预定比例的时段期间，所述控制单元致使所述全桥逆变器在高频下进行切换操作，从而在所述时段中产生具有所述AC波形的电压。

说明书

电力转换装置和三相交流电源装置

技术领域

[0001] 本发明涉及用于从直流电力产生三相交流电力的三相交流电源装置且涉及其所用的电力转换装置。

背景技术

[0002] 电力转换装置通常用于独立的电源、UPS(不间断电源)等，所述电力转换装置提高通过DC/DC转换器从DC电源输入的DC电压，通过逆变器将得到的电压转换为AC电压，并输出AC电压。在这种电力转换装置中，DC/DC转换器不间断地进行切换操作，且逆变器也不间断地进行切换操作。

[0003] 另外，通过使用三相逆变器，可以将DC电源的电压转换为三相交流电压(例如，参见专利文献1(图7))。

[0004] 图16为在从DC电源向三相AC负载提供电力的情况下使用的电力转换装置的电路图的示例。在图16中，电力转换装置200基于从DC电源201接受的DC电力产生AC电力，并将该电力供应至三相AC负载220。

[0005] 电力转换装置200包括：电容器202；例如三个升压电路203；用于使DC母线204的电压平滑的平滑电路205；三相逆变器电路207；和三对AC电抗器208～210及电容器211～213。通过如下形成平滑电路205：将两个电容器206串联连接以获得耐压性能且将六套这种两个的电容器206并联连接以获得电容。例如平滑电路的电容总共为若干mF。

[0006] 升压电路203通过隔离变压器203t升高已经通过切换而导致具有高频率的电压，然后整流该升高的电压。三个升压电路203与共同的DC母线204并联连接。通过具有大电容的平滑电路205使三个升压电路203的输出平滑，从而变成DC母线204的电压。通过三相逆变器电路207对这一电压进行切换，从而产生包括高频分量的三相AC电压。通过AC电抗器208～210和电容器211～213去除高频分量，由此获得可以提供给三相AC负载220的三相AC电压(或电力)。三相AC负载220的线间电压为440V。

[0007] 在此，DC母线204的电压需要等于或高于AC 400V的波峰值，其为 即约566V，但考虑到一些余量而设定为600V。在DC母线204的电压为600V的情况下，当三相逆变器电路207中的切换元件关闭时，由于通过浮置电感和切换元件的电容导致的谐振，大幅超过600V的电压被施加至切换元件。因此，为了可靠地防止切换元件的绝缘击穿，例如需要DC母线的电压的两倍高的1200V的耐压性能。另外，平滑电路205也需要有1200V的耐压性能，并且在图16中的配置中，每个电容器都需要有600V的耐压性能。

[0008] 引用列表

[0009] [专利文献]

[0010] 专利文献1：日本专利No.5260092

发明内容

[0011] [技术问题]

[0012] 在如上所述的常规电力转换装置中，需要转换效率的进一步提高。为了提高转换效率，降低切换损耗是有效的。通常，DC母线的电压越高，切换损耗等越大。因此，如何降低DC母线的电压是个问题。另外，期望还借助于降低电压以外的方式降低切换损耗和其它电力损耗。

[0013] 鉴于上述问题，本发明的目的是减少由于三相AC电源装置中将从DC电源输入的DC电压转换为三相AC电压的转换而导致的电力损耗，和用于三相AC电源装置中的电力转换装置中的电力损耗。

[0014] [问题的解决方案]

[0015] 本发明是用于将从DC电源输入的DC电压转换为三相AC电压的电力转换装置，所述电力转换装置包括：第一相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第三相的具有AC波形的电压；和控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置，其中

[0016] 第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置的每一个都包括：第一转换器，其具有平滑电容器和包括隔离变压器的DC/DC转换器，所述第一转换器通过由控制单元控制的DC/DC转换器将输入的DC电压转换为包含与要输出的AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；和第二转换器，其被设置在第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，在每一个周期，所述第二转换器通过由控制单元控制的全桥逆变器使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为具有AC波形的电压。

[0017] 另外，本发明是三相AC电源装置，其包括：第一相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第三相的具有AC波形的电压；和控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置，其中

[0018] 第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置的每一个都包括：第一转换器，其具有包含平滑电容器和隔离变压器的DC/DC转换器，所述第一转换器通过由控制单元控制的DC/DC转换器将输入的DC电压转换为包含与要输出的AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；和第二转换器，其被设置在第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，在每一个周期，所述第二转换器通过由控制单元控制的全桥逆变器使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为具有AC波形的电压。

[0019] [发明的有益效果]

[0020] 本发明的电力转换装置和三相交流电源装置使得能够降低由于转换而导致的电力损耗。

附图说明

[0021] 图1为显示根据第一实施方式的三相AC电源装置的电路图。

[0022] 图2为更详细地显示用于图1中的一个相的转换装置的内部电路的图。

[0023] 图3为显示用于全桥电路的栅极驱动脉冲的图。

[0024] 图4为显示产生栅极驱动脉冲的方式的示例的图。

[0025] 图5为如下的图，其中(a)显示用于第一转换器的输出波形的命令值(理想值)，且(b)显示实际出现的脉动DC电压波形的电压。

[0026] 图6显示用于组成第二转换器的全桥逆变器的切换元件的栅极驱动脉冲。

[0027] 图7为显示AC电压的图，其中(a)显示目标电压(理想值)，且(b)显示由电压传感器实际检测的电压。

[0028] 图8为显示根据第二实施方式的三相AC电源装置的电路图。

[0029] 图9为更详细地显示用于图8中的一个相的转换装置的内部电路的图。

[0030] 图10为显示用于全桥电路的栅极驱动脉冲的图。

[0031] 图11为如下的图，其中(a)显示用于要通过图10中的栅极驱动脉冲获得的第一转换器的输出波形的命令值(理想值)，且(b)显示实际出现的脉动DC电压波形的电压。

[0032] 图12为如下的图，其中(a)显示通过在与图11中的(b)相同的图上经由虚线额外描绘在过零附近的目标电压的波形获得的图，(b)和(c)显示用于构成第二转换器的全桥逆变器的切换元件的栅极驱动脉冲。

[0033] 图13为显示通过滤波器电路从第二转换器输出的AC电压的图，其中(a)为目标电压(理想值)且(b)为通过电压传感器实际检测的电压。

[0034] 图14为用于根据第三实施方式的三相AC电源装置和电力转换装置中的一相的转换装置的电路图。

[0035] 图15为显示三相AC电压的产生方式的图。

[0036] 图16为在从DC电源向三相AC负载供电的情况下使用的常规电力转换装置的电路图的示例。

具体实施方式

[0037] [实施方式的综述]

[0038] 本发明实施方式的综述至少包括以下内容。

[0039] (1)这是用于将从DC电源输入的DC电压转换为三相AC电压的电力转换装置，所述电力转换装置包括：第一相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第三相的具有AC波形的电压；和控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置，其中

[0040] 第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置各自包括：第一转换器，其具有平滑电容器和包含隔离变压器的DC/DC转换器，所述第一转换器通过由控制单元控制的DC/DC转换器将输入的DC电压转换为包含与要输出的AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；和第二转换器，其被设置在第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，在每一个周期，所述第二转换器通过由控制单元控制的全桥逆变器使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为具有AC波形的电压。

[0041] 在上述(1)的电力转换装置中，由于转换装置(第一相、第二相和第三相)为各自的相而提供并且输出相电压，要从各个转换装置输出的电压VAC(有效值)为三相AC的线间电压的 对于DC母线的电压VB，电压VAC的波峰值是足够的，即 结果，同通过单个三相逆变器提供线间电压的情况相比，DC母线的电压降低。

[0042] 归功于DC母线中的电压降低，切换元件中的切换损耗降低。另外，即使是在装置中设置有电抗器的情况下，其铁损也降低。此外，对于连接至DC母线的切换元件和平滑电容器，即使是具有低耐压性能的那些也可以使用。由于具有较低耐压性能的切换元件具有较低的导通阻抗，所以可以降低导电损耗。

[0043] 在上述电力转换装置中，尽管第一转换器的硬件配置为DC/DC转换器，但DC电压不仅仅是被转换为DC电压，而且还被转换为包含与AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压。因此，通过第一转换器产生作为AC波形的基础的波形。然后，在每一个周期，第二转换器使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为AC波形的目标电压。与常规切换操作下的情况相比，在这种情况下的第二转换器的全桥逆变器中的切换次数显著减少，并且切换时的电压低。因此，大大降低了第二转换器的切换损耗。即使是在第二转换器中设置有电抗器的情况下，其铁损也降低。此外，第一转换器的电容器仅平滑高频电压变动而不平滑具有低频的脉动DC电压波形。因此，可以使用具有低电容的电容器。

[0044] (2)在(1)的电力转换装置中，第一转换器可以将DC电压转换为具有连续的脉动DC电压波形的电压。

[0045] 在这种情况下，通过第一转换器完全产生以半个周期作为AC波形的基础的波形，第二转换器仅在要输出的AC波形的频率的两倍高的频率下进行极性反转。也就是说，第二转换器不进行伴随高频切换的切换操作。因此，在第二转换器的输出侧不需要AC电抗器，因此可以消除由于AC电抗器导致的损耗。

[0046] (3)在(1)的电力转换装置中，在从第一转换器输出的电压等于或低于脉动DC电压波形的波峰值的预定比例的时段期间，控制单元可能引起全桥逆变器在高频下进行切换操作，从而在此时段中产生具有AC波形的电压。

[0047] 电压等于或低于脉动DC电压波形的波峰值的预定比例的时段是指目标电压的过零附近。也就是说，在这种情况下，在目标电压的过零附近，第二转换器有助于AC波形的产生，且在其它区域中，第一转换器有助于AC波形的产生。在仅由第一转换器产生整个区域中的脉动DC电压波形的情况下，在过零附近的波形可能会变形。然而，通过局部地使用第二转换器的切换操作，防止波形的这种变形，并且可以获得更平滑的AC波形输出。由于引起第二转换器进行切换操作的期间的时段短，所以损耗比常规切换操作中更小。另外，由于AC电抗器导致的损耗也更小。

[0048] (4)在(3)中的预定比例优选为18％至35％。

[0049] 在这种情况下，可以防止在过零附近的波形的变形，并且充分地获得损耗降低的效果。例如，如果“预定比例”为低于18％，则存在在过零附近留有轻微变形的可能性。如果“预定比例”为高于35％，则第二转换器2进行高频切换操作期间的时段延长，且损耗降低的效果降低与延长的时段相对应的量。

[0050] (5)在(1)至(4)中任一项的电力转换装置中，优选地，电容器具有如下电容：使得因第一转换器中的切换而导致的高频电压变动被平滑但不使脉动DC电压波形被平滑。

[0051] 在这种情况下，可以获得期望的脉动DC电压波形同时消除因切换而导致的高频电压变动。

[0052] (6)另一方面，三相AC电源装置包括：第一相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换装置，其被配置为将从DC电源输入的DC电压转换为要输出到相对于中性点的第三相的具有AC波形的电压；和控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置，其中

[0053] 第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置的每一个包括：第一转换器，其具有平滑电容器和包括隔离变压器的DC/DC转换器，所述第一转换器通过由控制单元控制的DC/DC转换器将输入的DC电压转换为包含与要输出的AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形的电压；和第二转换器，其被设置在第一转换器的后级并且具有全桥逆变器，在每一个周期，所述第二转换器通过由控制单元控制的全桥逆变器使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为具有AC波形的电压。

[0054] 同样地，在这种情况下，提供与(1)的电力转换装置中相同的操作和效果。

[0055] [实施方式的细节]

[0056] 下文中，将参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。

[0057] <<三相AC电源装置和电力转换装置的第一实施方式>>

[0058] 图1为显示根据第一实施方式的三相AC电源装置500的电路图。三相AC电源装置500包含电源转换装置100P和DC电源5，DC电源5例如由蓄电池构成并且与三相AC负载6连接。

[0059] 电源转换装置100P由为三相AC的各个相提供的三个转换装置(第一转换装置、第二转换装置和第三转换装置)100构成。转换装置100将从DC电源5输入的DC电力转换为AC电力，并且将AC电力供应至三相AC负载6。三个转换装置100各自以相对于三相AC的中性点N的相电压供应AC电力，且所述三个转换装置100作为整体以线间电压向各个相负载6P(第一相(u)，第二相(v)，第三相(w))供应AC电力。

[0060] 在三相AC负载6的线间电压为400V的情况下，相电压约为 输出相电压的各个转换装置100需要约 作为DC母线LB的电压。这
意味着与通过单个三相逆变器向三相AC负载6供应线间电压(400V)的情况相比，DC母线LB的电压降低了(566V→327V)。因此，切换元件和其它电子装置的耐压性能不需要1200V，而是约600V就足够了。

[0061] 图2为更详细地显示用于图1中的一个相的转换装置100的内部电路的图。

[0062] 转换装置100将输入的DC电压VDC转换为与AC波形的目标电压相对应的AC电压VAC，并且输出AC电压VAC。尽管转换装置100还能进行AC到DC的转换，但在此，给出的说明将主要关注从DC到AC的转换(这同样适用于第二和第三实施方式)。

[0063] 在图2中，转换装置100包括第一转换器1、第二转换器2和控制单元3作为主要部件。第一转换器1经由平滑电容器4接收DC电压VDC。通过电压传感器5s检测DC电压VDC，并且将关于检测的电压的信息发送到控制单元3。通过电压传感器6s检测作为第二转换器2的输出电压的AC电压VAC，并且将关于检测的电压的信息发送到控制单元3。

[0064] 第一转换器1包括DC/DC转换器10和平滑电容器14。

[0065] DC/DC转换器10包括(从输入侧起)：全桥电路11，其由四个切换元件Q1、Q2、Q3、Q4构成；隔离变压器12；和整流器电路13，其由四个切换元件Q5、Q6、Q7、Q8构成，并且如图2中所示将它们连接。

[0066] 第二转换器2包括：全桥逆变器21，其由四个切换元件Q9、Q10、Q11、Q12构成；和电容器22。第二转换器2的输出变成具有期望的AC波形的AC电压VAC。

[0067] 通过控制单元3控制切换元件Q1至Q12。作为切换元件Q1至Q12，例如可以使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)或FET(场效应晶体管)。

[0068] 如上所述，与通过单个三相逆变器向三相AC负载6供应线间电压(400V)的情况相比，DC母线LB的电压降低。因此，转换装置100中的切换元件Q5至Q12中的切换损耗降低。另外，隔离变压器12中的铁损也降低。

[0069] 此外，对于连接至DC母线LB的切换元件Q5至Q12和平滑电容器14，即使是具有低耐压性能的那些也可以使用。由于具有较低耐压性能的切换元件具有较低的导通阻抗，所以可以降低导电损耗。

[0070] 接下来，将对转换装置100的操作进行说明。首先，控制单元3对第一转换器1的全桥电路11(切换元件Q1至Q4)进行PWM控制。

[0071] 图3为显示用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的图。在图3中，由双点虚线表示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。由于栅极驱动脉冲的频率(例如20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，所以不能描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰处变成最宽，并且随着绝对值接近零而变得较窄。

[0072] 图4为显示产生栅极驱动脉冲的方式的示例的图。上面的图显示高频载波和作为基准波的AC波形的正弦波的绝对值。由于横轴以放大的方式表示非常短的时间，所以基准波呈现为直线，但实际上例如是从零升高朝向π/2的部分。对于载波，以重叠的方式示出了两种波形(粗线和细线)，并且它们是在时间上相互移位半个周期的两个梯形波形。也就是说，在每个梯形波形的一个周期中，波形倾斜地升高并且在一定的时段期间保持一个水平，然后突然下降至零。这种波形连续出现，且两组这种波形相互移位半个周期。

[0073] 通过比较如上所述的载波和基准波，产生与其中正弦波的绝对值大于载波的间隔相对应的脉冲，由此获得如下面的图中所示的受到PWM控制的栅极驱动脉冲。关于栅极驱动脉冲，交替地输出用于开启切换元件Q1和Q4的脉冲以及用于开启切换元件Q2和Q3的脉冲。因此，正电压和负电压被交替地且相等地施加至隔离变压器12的一次绕组。在基准波(正弦波)的过零附近，脉冲宽度几乎不出现，因此如图3中所示，过零附近基本上是没有栅极驱动脉冲输出的区域。

[0074] 通过隔离变压器12在预定的匝数比处使由上述栅极驱动脉冲驱动的全桥电路11的输出变压，之后，由整流器电路13整流并通过电容器14进行平滑。平滑进行至消除高频切换的痕迹但不能平滑低频波诸如商用频率的程度。也就是说，选择电容器14的电容的合适的值从而获得这种结果。如果电容远大于合适的值，则低频波诸如商用频率也被平滑，由此使波的形状模糊。通过选择合适的值，变得可以获得期望的脉动DC电压波形同时消除由于切换而导致的高频电压变动。

[0075] 即使没有从控制单元3向整流器电路13给出栅极驱动脉冲(即使切换元件Q5至Q8均是关闭的)，整流器电路13也可以通过设置在元件中的二极管进行整流，但如果给出了栅极驱动脉冲，则整流器电路13可以进行同步整流。也就是说，在进行二极管整流的情况下在当电流于各个二极管中流动时，从控制单元3向切换元件Q5至Q8给出栅极驱动脉冲。这实现同步整流，且电流流经半导体元件，由此可以总体上降低整流器电路13中的电力损耗。

[0076] 在图5中，(a)显示要如上所述获得的用于第一转换器1的输出波形的命令值(理想值)。横轴表示时间，纵轴表示电压。也就是说，这是通过全波整流AC电压VAC的AC波形获得的脉动DC电压波形。在这种情况下，对应于目标电压的AC电压VAC的频率为例如50Hz。因此，脉动DC电压波形的一个周期为(1/50)秒＝0.02秒的一半，即0.01秒。在本示例中，波峰值为282.8V(＝200×21/2)，有效值为200V。

[0077] 在图5中，(b)显示在电容器14的两端之间实际出现的脉动DC电压波形的电压。与(a)比较显而易见的是，可以获得与通过命令值表示的几乎相同的脉动DC电压波形。

[0078] 图6显示用于组成第二转换器2的全桥逆变器的切换元件Q9至Q12的栅极驱动脉冲。在图6中，(a)显示用于切换元件Q9、Q12的栅极驱动脉冲，且(b)显示用于切换元件Q10、Q11的栅极驱动脉冲。如图中所示，值1和0交替出现，由此在脉动波形的每一个周期，图5中脉动DC电压波形的极性被反转。

[0079] 图7为显示如上所述输出的AC电压VAC的图，其中(a)为目标电压(理想值)，且(b)为由电压传感器6s实际检测的AC电压VAC。尽管在过零附近存在轻微的变形，但获得了几乎精确的AC波形。

[0080] 如上所述，在转换装置100中，尽管第一转换器1的硬件配置为DC/DC转换器，但DC电压不仅仅是被转换为DC电压，而且还被转换为与AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形。因此，通过第一转换器1产生作为AC波形的基础的波形。然后，在每一个周期，第二转换器2使包含脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为AC波形的目标电压。

[0081] 与常规切换操作下的情况相比，在这种情况下的第二转换器2的全桥逆变器中的切换次数显著减少。也就是说，切换次数从例如约20kHz的高频到100Hz(例如在50Hz下每一个AC周期两次)显著减少为(1/200)。由于第二转换器2在过零时进行切换，所以切换时的电压极低(理想地为0V)。因此，第二转换器2中的切换损耗大大减少。由于第二转换器2不进行伴随有高频切换的切换操作，所以在第二转换器2的输出侧不需要AC电抗器，因此可以消除由于AC电抗器而导致的电力损耗。

[0082] 归功于如上所述的电力损耗的降低，可以提高转换装置100的转换效率。

[0083] 第一转换器1的电容器14仅需要平滑高频电压变动，但不平滑低频脉动DC电压波形。因此，可以使用具有低电容(例如10μF或22μF)的电容器。

[0084] 图15为显示三相AC电压的产生方式的图。

[0085] 控制单元3控制用于各个相的转换装置(第一转换装置，第二转换装置，第三转换装置)100，使得由此输出的AC波形的相相互位移了(2/3)π。因此，电力转换装置100P可以向三相AC负载6施加三相AC电压并且向其供应AC电力。

[0086] (补充)

[0087] 如上所述，转换装置100也可以用于从AC到DC的转换。然而，在这种情况下，优选将AC电抗器(与稍后所述的第二实施方式中的AC电抗器23(图9)相同)插入从切换元件Q9和Q10之间的相互连接点到电容器22的电气路径上。

[0088] 在这种情况下，AC电抗器和电容器22形成滤波器电路(低通滤波器)。在图2中，在从AC侧馈送电力的情况下，第二转换器2作为“整流器电路”，且第一转换器1的整流器电路13作为“逆变器”。由于滤波器电路的存在，防止由“逆变器”产生的高频分量向AC侧泄露。

[0089] 在这种情况下，全桥电路11作为“整流器电路”。控制单元3以不使隔离变压器12磁饱和的合适的切换频率交替地开启切换元件Q5和Q8及切换元件Q6和Q7，由此向隔离变压器12输送电力。通过作为“整流器电路”的全桥电路11整流隔离变压器12的输出以使其变成DC电压。

[0090] <<三相AC电源装置和电力转换装置的第二实施方式>>

[0091] 图8为显示根据第二实施方式的三相AC电源装置500的电路图。三相AC电源装置500包括电力转换装置100P和DC电源5，DC电源5例如由蓄电池构成并且与三相AC负载6连接。

[0092] 图9为更详细地显示用于图8中的一个相的转换装置100的内部电路的图。

[0093] 图9不同与图2的地方在于，在图9中，在第二转换器2中将AC电抗器23设置在全桥逆变器21的输出侧，并且设置用于检测第一转换器1的输出电压的电压传感器9。其它硬件配置是相同的。AC电抗器23和电容器22组成用于去除包含在第二转换器2的输出中的高频分量的滤波器电路(低通滤波器)。将由电压传感器9检测的关于电压的信息发送至控制单元3。

[0094] 图10为显示用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的图。在图10中，由双点虚线表示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。由于栅极驱动脉冲的频率(例如20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，所以不能描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰处变成最宽，并且随着绝对值接近零而变得较窄。与图3的不同之处在于，在AC波形的过零附近，在比图3中的区域宽的区域中没有栅极驱动脉冲输出。

[0095] 在图11中，(a)显示要通过图10中的栅极驱动脉冲获得的用于第一转换器1的输出波形的命令值(理想值)。横轴表示时间，纵轴表示电压。也就是说，这包含与通过全波整流AC电压VAC的AC波形获得的波形相似的脉动DC电压波形。在这种情况下，对应于目标电压的AC电压VAC的频率为例如50Hz。因此，脉动DC电压波形的一个周期为(1/50)秒＝0.02秒的一半，即0.01秒。在本示例中，波峰值为282.8(＝200×21/2)V。

[0096] 在图11中，(b)显示在电容器14的两端之间实际出现的脉动DC电压波形的电压。与(a)比较显而易见的是，可以获得与通过命令值表示的几乎相同的脉动DC电压波形，但在波形的电压等于或低于目标电压的波峰值的预定比例例如等于或低于100V期间的时段中，波形轻微变形。

[0097] 在图12中，其中(a)为通过在与图11中的(b)相同的图上经由虚线额外描绘在过零附近的目标电压的波形获得的图。在图12中，(b)和(c)显示用于构成第二转换器2的全桥逆变器的切换元件Q9至Q12的栅极驱动脉冲。也就是说，(b)显示用于切换元件Q9、Q12的栅极驱动脉冲，且(c)显示用于切换元件Q10、Q11的栅极驱动脉冲。在其中图中描绘沿垂直方向的细线的区域中，通过高频切换进行PWM控制。

[0098] 如图12中所示，(b)和(c)中的栅极驱动脉冲交替取1和0的值。因此，(a)中的脉动DC电压波形在每一个脉动波形周期被反转。关于(b)中的控制，即对于切换元件Q9和Q12的控制，当从第一转换器1输出的示于(a)中的电压等于或低于例如100V时，控制单元3引起切换元件Q9和Q12进行高频切换以进行切换操作。因此，从第二转换器2输出电压，从而接近在过零附近的目标电压。同样在(c)中，类似地，当从第一转换器1输出的电压等于或低于例如100V时，控制单元3引起切换元件Q10和Q11进行高频切换以进行切换操作。因此，从第二转换器2输出电压，从而接近对应于在过零附近的目标电压的电压。

[0099] 图13为显示通过滤波器电路从第二转换器2输出的AC电压VAC的图，所述滤波器电路由AC电抗器23和电容器22组成，其中(a)显示目标电压(理想值)且(b)为通过电压传感器6s实际检测的AC电压VAC。如(b)中所示，获得几乎与通过目标电压表示的相同的在过零附近没有变形的AC波形。

[0100] 如上所述，在第二实施方式的转换装置100中，尽管第一转换器1的硬件配置为DC/DC转换器，但DC电压不仅仅是被转换为DC电压，而且还被转换为与AC波形的绝对值相对应的脉动DC电压波形(除过零附近以外)。因此，主要通过第一转换器1产生作为AC波形的基础的波形。另外，在每一个周期，第二转换器2使包含从第一转换器1输出的脉动DC电压波形的电压的极性反转，从而将电压转换为AC波形的目标电压。此外，第二转换器2仅对过零附近进行切换操作以在过零附近产生未通过第一转换器1产生的AC波形，并输出AC波形。

[0101] 也就是说，在这种情况下，在目标电压的过零附近，第二转换器2有助于AC波形的产生，且在其它区域中，第一转换器1有助于AC波形的产生。在仅由第一转换器1产生整个区域中的脉动DC电压波形的情况下，在过零附近的波形可能会变形。然而，通过局部地使用第二转换器2的切换操作，防止波形的这种变形，并且可以获得更平滑的AC波形的输出。

[0102] 由于引起第二转换器2进行切换操作期间的时段短，所以损耗比常规切换操作中更小。另外，由于AC电抗器23导致的损耗也比常规切换操作中更小。此外，在进行切换操作的过零附近的时段期间的电压相对低的特征也有助于由于切换而导致的损耗和由于AC电抗器而导致的损耗的降低。

[0103] 归功于如上所述的损耗降低，可以提高转换装置100的转换效率，另外，可以获得更平滑的AC波形输出。

[0104] 用于确定引起第二转换器2进行高频切换操作期间的时段的标准是电压等于或低于波峰值的预定比例。在以上示例中，将对应于282.8V的波峰值的预定比例的阈值设定在100V。因此，预定比例为100V/282.8V，即近似等于0.35。然而，100V是考虑余量获得的值，在图5的(b)中，在电压等于或低于50V的区域中发生变形。因此，阈值可能会降低至50V。在50V的情况下，预定比例为50V/282.8V，即近似等于0.18。

[0105] 因此，认为“预定比例”优选为18％至35％。同样地，在电压的有效值不是200V的情况下，类似地，“预定比例”优选为波峰值的18％至35％。如果“预定比例”低于18％，则存在在过零附近留有轻微变形的可能性。如果“预定比例”高于35％，则第二转换器2进行高频切换操作期间的时段延长，且损耗降低的效果降低与延长的时段相对应的量。

[0106] <<三相AC电源装置和电力转换装置的第三实施方式>>

[0107] 图14为用于根据第三实施方式的三相AC电源装置和电力转换装置中的一相的转换装置100的电路图。在此，省略了对应于图8的图。也就是说，通过用图14中的转换装置100替换图8中的转换装置100获得根据第三实施方式的三相AC电源装置和电力转换装置。

[0108] 在图14中，与图9(第二实施方式)的不同之处在于，在隔离变压器12的一次侧(图14中的左侧)上的绕组12p设置有中心抽头，且与图9中的全桥电路11相对应的部分是使用中心抽头的推挽电路11A。推挽电路11A包括DC电抗器15和切换元件Qa和Qb，它们如图14中所示进行连接。切换元件Qa和Qb通过控制单元3受到PWM控制，并且在推挽电路11A的操作期间，当切换元件Qa和Qb中的一个开启时，另一个关闭。

[0109] 在图14中，由于DC电压VDC导致的电流从DC电抗器15通过切换元件Qa和Qb中开启的一个通过，然后流入隔离变压器12中并从中心抽头流出。通过重复地交替开启和关闭切换元件Qa和Qb，隔离变压器12可以进行变压。通过对切换元件Qa和Qb进行栅极驱动脉冲的PWM控制，可以实现与第二实施方式中的第一转换器1的功能相同的功能。

[0110] 也就是说，用于第三实施方式中的第一转换器1的输出波形的命令值(理想值)示于如第二实施方式中的图11的(a)中。

[0111] 另外，用于组成第二转换器2的全桥逆变器21的切换元件Q9、Q12的栅极驱动脉冲和用于组成第二转换器2的全桥逆变器21的切换元件Q10、Q11的栅极驱动脉冲分别示于如第二实施方式中的图12中的(b)和(c)中。

[0112] 因此，如在第二实施方式中一样，获得如图13的(b)中所示的与通过命令值表示的几乎相同的AC波形。

[0113] 如上所述，第三实施方式的转换装置100可以实现与第二实施方式中相同的功能，且可以获得平滑的AC波形的输出。在推挽电路11A中，与第二实施方式的全桥电路11(图9)中的切换元件数相比，切换元件数减少，因此切换损耗降低了与切换元件的减少数相对应的量。

[0114] <<其它>>

[0115] 在上述实施方式中，已经对电力转换装置100P与三相AC负载6连接的情况进行了说明。然而，电力转换装置100P可以与单相负载或电网连接。

[0116] 第一至第三实施方式的转换装置100可以被广泛应用于电源系统(主要是用于商业目的)、独立电源、UPS等以从DC电源诸如蓄电池供应AC电力。

[0117] 在图1或图8中，已经示出了其中从共同的DC电源5向三个转换装置100输入DC电压的配置。可以使用共同的DC电源的这种特征也是使用隔离变压器12的转换装置100的优点。然而，对共同的DC电源的使用没有限制，可以对多个转换装置单独地设置DC电源。

[0118] 应该注意，本文中公开的实施方式在全部方面仅是说明性的且不应被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围所限定并且意在包括与权力要求的范围等价的意思和该范围内的全部修改。

[0119] 附图标记列表

[0120] 1 第一转换器

[0121] 2 第二转换器

[0122] 3 控制单元

[0123] 4 电容器

[0124] 5 DC电源

[0125] 5s 电压传感器

[0126] 6 三相AC负载

[0127] 6p 相负载

[0128] 6s 电压传感器

[0129] 9 电压传感器

[0130] 10 DC/DC转换器

[0131] 11 全桥电路

[0132] 11A 推挽电路

[0133] 12 隔离变压器

[0134] 12p 一次侧绕组

[0135] 13 整流器电路

[0136] 14 电容器

[0137] 15 DC电抗器

[0138] 21 全桥逆变器

[0139] 22 电容器

[0140] 23 AC电抗器

[0141] 100 转换装置

[0142] 100P 电力转换装置

[0143] 500 三相AC电源装置

[0144] LB DC母线

[0145] N 中性点

[0146] Q1至Q12、Qa、Qb 切换元件