本发明公开了基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，属于双凸极电机控制技术领域。双定子双凸极电机为共轴的两段式转子互错角度的六相双凸极电机。三相九开关变换器由三相桥臂构成，每个桥臂有上中下三个开关管，双定子双凸极电机的第一段电机三相绕组分别连接于三相九开关变换器的第一桥臂上、中管之间、第二桥臂的上、中管之间、第三桥臂的上、中管之间；第二段电机U、V、W三相绕组分别连接于三相九开关逆变器的第一桥臂的中、下管之间、第二桥臂的中、下管之间、第三桥臂的中、下管之间。本发明相比于传统双定子双凸极电机驱动系统用采用的双三相逆变器拓扑，开关器件的个数可以削减25％，并且不存在桥臂直通的问题。
1.一种基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，其特征在于：包括双定子双凸极电机、三相九开关变换器、控制器、采样电路和直流电源；所述双定子双凸极电机为12/8结构，定子分为两段，并行放置，第一段定子具有独立的三相电枢绕组A、B、C，第二段定子具有独立的三相电枢绕组U、V、W，转子共轴并错开60°电角度，所述三相九开关变换器包括IGBT开关管Q1～Q9，其中，Q1-Q4-Q7依次连接构成第一桥臂，Q2-Q5-Q8连接构成第二桥臂，Q3-Q6-Q9连接构成第三桥臂，第一、第二、第三桥臂并联连接直流电源；所述三相九开关变换器具有两个三相功率输出端，分别与双定子双凸极电机的第一段电机定子三相电枢绕组A、B、C和第二段电机定子三相电枢绕组U、V、W相连；采样电路将采集到的双定子双凸极电机的六相电流信号、转子位置信号送入控制器中，控制器输出九路PWM信号驱动三相九开关变换器，将直流电源转换为交流电驱动双定子双凸极电机，实现对转速外环和电流内环的双闭环控制。
2.根据权利要求1所述的基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，其特征在于：双定子双凸极电机中的A相电枢绕组超前U相电枢绕组60°电角度，B相电枢绕组超前V相电枢绕组60°电角度，C相电枢绕组超前W相电枢绕组60°电角度。
3.根据权利要求2所述的基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，其特征在于：采样电路包括电流采样电路和转子位置采样电路。
4.根据权利要求3所述的基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，其特征在于：第一桥臂的上管Q1和中管Q4相连，第二桥臂的上管Q2和中管Q5相连，第三桥臂的上管Q3和中管Q6相连，构成上三相功率输出端；第一桥臂的中管Q4和下管Q7相连，第二桥臂的中管Q5和下管Q8相连，第三桥臂的中管Q6和下管Q9相连，构成下三相功率输出端；双定子双凸极电机的两段电机分别连接于三相九开关变换器的上、下三相功率输出端，其中，双定子双凸极电机第一段电机的A、B、C三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的上管Q1和中管Q4之间、第二桥臂的上管Q2和中管Q5之间、第三桥臂的上管Q3和中管Q6之间；双定子双凸极电机第二段电机的U、V、W三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的中管Q4和下管Q7之间、第二桥臂的中管Q5和下管Q8之间、第三桥臂的中管Q6和下管Q9之间。
5.权利要求1-4任一所述双定子双凸极电机驱动系统的控制方法，其中根据双定子双凸极电机电枢绕组磁链变化，将一个周期分成6个不同工作模态：模态Ⅰ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链增大；
模态Ⅱ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链减小；
模态Ⅲ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链减小；
模态Ⅳ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链不变；
模态Ⅴ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链不变；
模态Ⅵ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链增大；
将模态Ⅱ分成两部分：在Iv续流到0之前称模态Ⅱ-1；在Iv续流到0后称模态Ⅱ-2；
将模态Ⅳ分成两部分：在Iw续流到0之前称模态Ⅳ-1；在Iw续流到0后称模态Ⅳ-2；
将模态Ⅵ分成两部分：在Iu续流到0之前称模态Ⅵ-1；在Iu续流到0后称模态Ⅵ-2；
第一，控制器实时采集转子位置信号，判断电机在哪种模态下运行，得到对应上述9种模态下开关管的导通逻辑和电机的运行方式的基本控制信号：模态Ⅰ：开关管Q1、Q6、Q8处于导通状态，A相电枢绕组通正电，C相电枢绕组通负电，W相电枢绕组通正电，V相电枢绕组通负电，且A、C、W、V四相电枢绕组处于串联状态；
模态Ⅱ-1：开关管Q1、Q4、Q9处于导通状态，A相电枢绕组、C相电枢绕组处于续流状态，W相电枢绕组、V相电枢绕组处于续流状态；
模态Ⅱ-2：开关管Q1、Q4、Q6、Q9处于导通状态，A相电枢绕组通正电，C相电枢绕组通负电，U相电枢绕组通正电，W相电枢绕组通负电，A、C两相电枢绕组与U、W两相电枢绕组处于并联状态；
模态Ⅲ：开关管Q2、Q4、Q9处于导通状态，B相电枢绕组通正电，A相电枢绕组通负电，U相电枢绕组通正电，W相电枢绕组通负电，且B、A、U、W四相电枢绕组处于串联状态；
模态Ⅳ-1：开关管Q2、Q5、Q7处于导通状态，B相电枢绕组、A相电枢绕组处于续流状态，U相电枢绕组、W相电枢绕组处于续流状态；
模态Ⅳ-2：开关管Q2、Q4、Q5、Q7处于导通状态，B相电枢绕组通正电，A相电枢绕组通负电，V相电枢绕组通正电，U相电枢绕组通负电，B、A两相电枢绕组与V、U两相电枢绕组处于并联状态；
模态Ⅴ：开关管Q3、Q5、Q7处于导通状态，C相电枢绕组通正电，B相电枢绕组通负电，V相电枢绕组通正电，U相电枢绕组通负电，且C、B、V、U四相电枢绕组处于串联状态；
模态Ⅵ-1：开关管Q3、Q6、Q8处于导通状态，C相电枢绕组、B相电枢绕组处于续流状态，V相电枢绕组、U相电枢绕组处于续流状态；
模态Ⅵ-2：开关管Q3、Q5、Q6、Q8处于导通状态，C相电枢绕组通正电，B相电枢绕组通负电，W相电枢绕组通正电，V相电枢绕组通负电，C、B两相电枢绕组与W、V两相电枢绕组处于并联状态；
第二，控制器根据采集的转子位置信号，通过计算获得电机反馈转速，将给定转速与反馈转速的偏差经过转速调节器后获得电流环的电流给定值；电流环中电流给定值与控制器中采集到的电流信号之间偏差经过电流调节器得到电流斩波控制信号；并根据双定子双凸极电机不同的运行模态，得到三相九开关变换器每个桥臂中间管的电流斩波控制信号：模态Ⅰ：A相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6；
模态Ⅱ-1：U相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4；
模态Ⅱ-2：A相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6，U相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4；
模态Ⅳ-1：V相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5；
模态Ⅳ-2：B相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4，V相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5；
模态Ⅵ-1：W相电流斩波信号控制第三桥臂3中管Q6；
模态Ⅵ-2：C相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5，W相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6；
第三，将得到模态运行的基本控制信号和电流斩波控制信号进行逻辑综合得到各开关管的控制信号如下：模态Ⅰ：开关管Q1、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅱ-1：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅱ-2：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4、Q6斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅲ：开关管Q2、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅳ-1：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅳ-2：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q4、Q5斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅴ：开关管Q3、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅵ-1：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
模态Ⅵ-2：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q5、Q6斩波，其他开关管均关断。
基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统
技术领域
[0001] 本发明属于电机系统及控制领域，涉及一种双定子双凸极电机驱动系统拓扑结构及其控制方法。
背景技术
[0002] 双凸极电机是在开关磁阻电机的基础上发展出来的一种新型电机。该电机的结构外形与开关磁阻电机类似，转子上没有永磁体和电枢绕组，适合高速运行；由于双凸极电机能在一个周期的正负半周均能出力，使得电机单位体积的出力大大增加。双凸极电机结构具有交流电机的结构简单、运行可靠的优点，同时又具有直流电机的调速性能好、运行效率高的诸多特点，使得双凸极电机具有很广泛的应用前景。
[0003] 越来越多的国内外学者不断的对双凸极电机的本体设计、和控制算法进行优化。由于双凸极电机能够在高速、高温等恶劣条件下稳定运行，这也使它有很宽的应用领域：电动汽车，风力发电，航空航天。随着人们对电机体积、容量、可靠性以及容错性等提出了更高的要求，双定子双凸极电机应运而生。相对于传统双凸极电机，该电机采用双定子的结构，即每段电机有不同的定子、转子，两段电机的转子共轴并互错60°电角度。这样的双定子结构的双凸极电机不但可以增加输出转矩、减小转矩脉动，而且可以提高电机的容量和运行的可靠性。
发明内容
[0004] 本发明的目的是在双定子双凸极电机与单电源供电的双逆变器拓扑构成的驱动系统的基本工作原理基础上，提出的一种基于三相九开关变换的双定子双凸极电机驱动系统拓扑结构及其控制方法。
[0005] 上述目的是通过如下技术方案实现的：
[0006] 一种基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统，包括双定子双凸极电机、三相九开关变换器、控制器、采样电路和直流电源；所述双定子双凸极电机为12/8结构，定子分为两段，并行放置，第一段定子具有独立的三相电枢绕组A、B、C，第二段定子具有独立的三相电枢绕组U、V、W，转子共轴并错开60°电角度，所述三相九开关变换器包括IGBT开关管Q1～Q9，其中，Q1-Q4-Q7依次连接构成第一桥臂，Q2-Q5-Q8连接构成第二桥臂，Q3-Q6-Q9连接构成第三桥臂，第一、第二、第三桥臂并联连接直流电源；所述三相九开关变换器具有两个三相功率输出端，分别与双定子双凸极电机的第一段电机定子三相电枢绕组A、B、C和第二段电机定子三相电枢绕组U、V、W相连；采样电路将采集到的双定子双凸极电机的六相电流信号、转子位置信号送入控制器中，控制器输出九路PWM信号驱动三相九开关变换器，将直流电源转换为交流电驱动双定子双凸极电机，实现对转速外环和电流内环的双闭环控制。
[0007] 本发明的进一步设计在于：
[0008] 双定子双凸极电机中的A相电枢绕组超前U相电枢绕组60°电角度，B相电枢绕组超前V相电枢绕组60°电角度，C相电枢绕组超前W相电枢绕组60°电角度；
[0009] 所述采样电路包括电流采样电路和转子位置采样电路。
[0010] 所述第一桥臂的上管Q1和中管Q4相连，第二桥臂的上管Q2和中管Q5相连，第三桥臂的上管Q3和中管Q6相连，构成上三相功率输出端；第一桥臂的中管Q4和下管Q7相连，第二桥臂的中管Q5和下管Q8相连，第三桥臂的中管Q6和下管Q9相连，构成下三相功率输出端；双定子双凸极电机的两段电机分别连接于三相九开关变换器的上、下三相功率输出端，其中，双定子双凸极电机第一段电机的A、B、C三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的上管Q1和中管Q4之间、第二桥臂的上管Q2和中管Q5之间、第三桥臂的上管Q3和中管Q6之间；双定子双凸极电机第二段电机的U、V、W三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的中管Q4和下管Q7之间、第二桥臂的中管Q5和下管Q8之间、第三桥臂的中管Q6和下管Q9之间。
[0011] 采用上述双定子双凸极电机驱动系统的控制方法，
[0012] 该方法中，根据双定子双凸极电机电枢绕组磁链变化，将一个周期分成6个不同工作模态，分别如下：
[0013] 模态Ⅰ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链增大；
[0014] 模态Ⅱ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链减小；
[0015] 模态Ⅲ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链减小；
[0016] 模态Ⅳ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链不变；
[0017] 模态Ⅴ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链不变；
[0018] 模态Ⅵ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链增大；
[0019] 由于第二段定子UVW三相电枢绕组在换相续流过程中，会使第一段定子ABC三相电枢绕组处于不导通状态的电枢绕组流过一个正向电流，为了消除该正向电流，并对上述模态Ⅱ、Ⅳ和Ⅵ进一步划分如下：
[0020] 将模态Ⅱ分成两部分：在Iv(V相电流)续流到0之前称模态Ⅱ-1；在Iv续流到0后称模态Ⅱ-2；
[0021] 将模态Ⅳ分成两部分：在Iw(W相电流)续流到0之前称模态Ⅳ-1；在Iw续流到0后称模态Ⅳ-2；
[0022] 将模态Ⅵ分成两部分：在Iu(U相电流)续流到0之前称模态Ⅵ-1；在Iu续流到0后称模态Ⅵ-2；
[0023] 该控制方法包括以下步骤：
[0024] 第一，控制器实时采集转子位置信号，判断电机在哪种模态下运行，得到对应上述9种模态下开关管的导通逻辑和电机的运行方式的基本控制信号：
[0025] 模态Ⅰ：开关管Q1、Q6、Q8处于导通状态，A相电枢绕组通正电，C相电枢绕组通负电，W相电枢绕组通正电，V相电枢绕组通负电，且A、C、W、V四相电枢绕组处于串联状态；
[0026] 模态Ⅱ-1：开关管Q1、Q4、Q9处于导通状态，A相电枢绕组、C相电枢绕组处于续流状态，W相电枢绕组、V相电枢绕组处于续流状态；
[0027] 模态Ⅱ-2：开关管Q1、Q4、Q6、Q9处于导通状态，A相电枢绕组通正电，C相电枢绕组通负电，U相电枢绕组通正电，W相电枢绕组通负电，A、C两相电枢绕组与U、W两相电枢绕组处于并联状态；
[0028] 模态Ⅲ：开关管Q2、Q4、Q9处于导通状态，B相电枢绕组通正电，A相电枢绕组通负电，U相电枢绕组通正电，W相电枢绕组通负电，且B、A、U、W四相电枢绕组处于串联状态；
[0029] 模态Ⅳ-1：开关管Q2、Q5、Q7处于导通状态，B相电枢绕组、A相电枢绕组处于续流状态，U相电枢绕组、W相电枢绕组处于续流状态；
[0030] 模态Ⅳ-2：开关管Q2、Q4、Q5、Q7处于导通状态，B相电枢绕组通正电，A相电枢绕组通负电，V相电枢绕组通正电，U相电枢绕组通负电，B、A两相电枢绕组与V、U两相电枢绕组处于并联状态；
[0031] 模态Ⅴ：开关管Q3、Q5、Q7处于导通状态，C相电枢绕组通正电，B相电枢绕组通负电，V相电枢绕组通正电，U相电枢绕组通负电，且C、B、V、U四相电枢绕组处于串联状态；
[0032] 模态Ⅵ-1：开关管Q3、Q6、Q8处于导通状态，C相电枢绕组、B相电枢绕组处于续流状态，V相电枢绕组、U相电枢绕组处于续流状态；
[0033] 模态Ⅵ-2：开关管Q3、Q5、Q6、Q8处于导通状态，C相电枢绕组通正电，B相电枢绕组通负电，W相电枢绕组通正电，V相电枢绕组通负电，C、B两相电枢绕组与W、V两相电枢绕组处于并联状态；
[0034] 第二，控制器根据采集的转子位置信号，通过计算获得电机反馈转速，将给定转速与反馈转速的偏差经过转速调节器后获得电流环的电流给定值；电流环中电流给定值与控制器中采集到的电流信号之间偏差经过电流调节器得到电流斩波控制信号；并根据双定子双凸极电机不同的运行模态，得到三相九开关变换器每个桥臂中间管的电流斩波控制信号：
[0035] 模态Ⅰ：A相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6；
[0036] 模态Ⅱ-1：U相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4；
[0037] 模态Ⅱ-2：A相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6，U相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4；
[0038] 模态Ⅲ：B相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4；
[0039] 模态Ⅳ-1：V相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5；
[0040] 模态Ⅳ-2：B相电流斩波信号控制第一桥臂中管Q4，V相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5；
[0041] 模态Ⅴ：C相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5；
[0042] 模态Ⅵ-1：W相电流斩波信号控制第三桥臂3中管Q6；
[0043] 模态Ⅵ-2：C相电流斩波信号控制第二桥臂中管Q5，W相电流斩波信号控制第三桥臂中管Q6；
[0044] 第三，将得到模态运行的基本控制信号和电流斩波控制信号进行逻辑综合得到各开关管的控制信号如下：
[0045] 模态Ⅰ：开关管Q1、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
[0046] 模态Ⅱ-1：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
[0047] 模态Ⅱ-2：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4、Q6斩波，其他开关管均关断；
[0048] 模态Ⅲ：开关管Q2、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
[0049] 模态Ⅳ-1：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
[0050] 模态Ⅳ-2：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q4、Q5斩波，其他开关管均关断；
[0051] 模态Ⅴ：开关管Q3、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
[0052] 模态Ⅵ-1：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
[0053] 模态Ⅵ-2：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q5、Q6斩波，其他开关管均关断。
[0054] 本发明相比现有技术具有如下的有益效果：
[0055] 本发明提供的基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统相比于传统双定子双凸极电机驱动系统采用的双三相逆变器拓扑，其功率变换器开关管的个数可以削减25％，采用三相全桥变换器，处于换相状态时存在桥臂的上管和下管同时改变开关状态的情况，则该桥臂可能会出现直通的现象，因此必须要加入死区时间，防止桥臂直通，击穿开关管；而采用三相九开关变换器，不存在换相时桥臂的上管、中管和下管同时改变开关状态的情况，不存在桥臂直通的问题，不需要在控制策略中加入死区时间。
[0056] 以电机从模态Ⅰ切换到模态Ⅱ的过程为例(从W+V-切换到U+W-的状态)：
[0057] 在六模态控制策略下，该换相过程中存在A相电流已经达到斩波下限，导致Q6处于导通状态，而在Iv还没有续流到0，此时会存在如图4所示一条的电流回路：U+→Q1→Q4→U→V→D5→B→C→Q6→Q9→U-，从而使不导通相B中流过一个正向的电流，负导通相C中的电流产生一个负向的电流凸起。
[0058] 本发明在9模态控制策略下，在Iv续流到0之前，一直将开关管Q6关断，则不存在如图4所示一条的电流回路，B、C相电流波形没有畸变。
附图说明
[0059] 图1基于三相九开关变换器双定子双凸极电机驱动系统结构图；
[0060] 图2双定子双凸极电机驱动系统控制框图；
[0061] 图3双定子双凸极电机相绕组磁链与位置信号关系示意图；
[0062] 图4续流回路示意图。
具体实施方式
[0063] 下面结合附图和具体实施例详细说明本发明的技术方案。
[0064] 如图1所示，本发明双定子双凸极电机驱动系统包括双定子双凸极电机、三相九开关变换器、控制器和直流电源；所述双定子双凸极电机为12/8结构，定子分为两段，并行放置，第一段电机的定子具有独立的三相电枢绕组A、B、C，第二段电机的定子具有独立的三相电枢绕组U、V、W，转子共轴并错开60°电角度，双定子双凸极电机中的A相电枢绕组超前U相电枢绕组60°电角度，B相电枢绕组超前V相电枢绕组60°电角度，C相电枢绕组超前W相电枢绕组60°电角度；所述三相九开关变换器包括IGBT开关管Q1～Q9，其中，Q1-Q4-Q7依次连接构成第一桥臂1，Q2-Q5-Q8连接构成第二桥臂，Q3-Q6-Q9连接构成第三桥臂，第一、第二、第三桥臂1并联连接直流电源；所述三相九开关变换器具有两个三相功率输出端：第一桥臂的上管Q1和中管Q4相连，第二桥臂的上管Q2和中管Q5相连，第三桥臂的上管Q3和中管Q6相连，构成上三相功率输出端；第一桥臂的中管Q4和下管Q7相连，第二桥臂的中管Q5和下管Q8相连，第三桥臂的中管Q6和下管Q9相连，构成下三相功率输出端；双定子双凸极电机的两段电机分别连接于三相九开关变换器的上、下三相功率输出端：双定子双凸极电机第一段电机的A、B、C三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的上管Q1和中管Q4之间、第二桥臂的上管Q2和中管Q5之间、第三桥臂的上管Q3和中管Q6之间；双定子双凸极电机第一段电机的U、V、W三相电枢绕组分别连接于三相九开关变换器第一桥臂的中管Q4和下管Q7之间、第二桥臂的中管Q5和下管Q8之间、第三桥臂中管Q6和下管Q9之间。
[0065] 图2所示为上述双定子双凸极电机驱动系统的控制框图，具体实现过程包括：
[0066] (1)根据双定子双凸极电机电枢绕组磁链变化，将一个周期分成6个不同工作模态：
[0067] 模态Ⅰ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链增大；
[0068] 模态Ⅱ：A相电枢绕组磁链增大，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链不变，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链减小，W相电枢绕组磁链减小；
[0069] 模态Ⅲ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链增大，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链不变，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链减小；
[0070] 模态Ⅳ：A相电枢绕组磁链减小，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链增大，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链不变，W相电枢绕组磁链不变；
[0071] 模态Ⅴ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链减小，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链增大，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链不变；
[0072] 模态Ⅵ：A相电枢绕组磁链不变，U相电枢绕组磁链不变，B相电枢绕组磁链减小，V相电枢绕组磁链减小，C相电枢绕组磁链增大，W相电枢绕组磁链增大。
[0073] 换言之，根据采集到的双定子双凸极电机第一段电机的转子位置信息(如图3所示)，可以表示出电机运行的6个不同的模态：1)模态Ⅰ： 2)模态Ⅱ：3)模态Ⅲ： 4)模态Ⅳ： 5)模态Ⅴ： 6)模
态Ⅵ： 根据双凸极电机的运行原理得到如表1所示的6模态运行方式下的开关管的导通逻辑与电机的导通相。
[0074] 表1基本模态的开关管导通逻辑
[0075]
[0076]
[0077] (2)将采集到的双定子双凸极电机六相电流iA、B、C、iU、V、W送入控制器中。
[0078] 当电机从模态Ⅰ切换到模态Ⅱ的过程，即从W+V-切换到U+W-的状态，会出现不导通相B相流过一个正向的电流。因为，在这个过程中存在A相电流已经达到斩波下限，导致Q6处于导通状态，而在Iv还没有续流到0，此时会存在如图4所示一条的电流回路：U+→Q1→Q4→U→V→D5→B→C→Q6→Q9→U-，从而使不导通相B中流过一个正向的电流。
[0079] 同理，在模态Ⅲ切换到模态Ⅳ、在模态Ⅴ切换到模态Ⅵ的过程中同样会遇到第一段电机的不导通相流过正向电流的情况。
[0080] 因此，为了消除第二段电机换相时导致第一段电机的不导通相流过正向电流，要对电机的运行模态进行修改。对Iv的电流值进行判定，将模态Ⅱ分成两个模态：Iv<0，电机运行在模态Ⅱ-1；Iv＝0，电机运行在模态Ⅱ-2。对Iw的电流值进行判定，将模态Ⅳ分成两个模态：Iw<0，电机运行在模态Ⅳ-1；Iw＝0，电机运行在模态Ⅳ-2。对Iu的电流值进行判定，将模态Ⅵ分成两个模态：Iu<0，电机运行在模态Ⅵ-1；Iu＝0，电机运行在模态Ⅵ-2。将基本的6模态控制改成9模态控制。根据双凸极电机的运行原理得到如表2所示的9模态运行方式下的导通逻辑和电机的导通相。
[0081] 表2新的开关控制逻辑
[0082]模态 导通开关管 理想导通相
Ⅰ Q1、Q6、Q8 A+C-W+V-四相串联
Ⅱ-1 Q1、Q4、Q9 A+C-、W+V-续流
Ⅱ-2 Q1、Q4、Q6、Q9 A+C-、U+W-两两并联
Ⅲ Q2、Q4、Q9 B+A-U+W-四相串联
Ⅳ-1 Q2、Q5、Q7 B+A-、U+W-续流
Ⅳ-2 Q2、Q4、Q5、Q7 B+A-、V+U-两两并联
Ⅴ Q3、Q5、Q7 C+B-V+U-四相串联
Ⅵ-1 Q3、Q6、Q8 C+B-、V+U-续流
Ⅵ-2 Q3、Q5、Q6、Q8 C+B-、W+V-两两并联
[0083] 从表2中可以看出，无论电机在哪一个模态下运行，Q4、Q5、Q6至少有一个处于导通状态，因此可以对Q4、Q5、Q6进行斩波控制。根据传统的转速电流双闭环控制策略和双定子双凸极电机不同的运行模态，得到如表3所示的斩波控制方式。
[0084] 表3斩波控制策略
[0085]
[0086] 本发明控制器根据采集到的双定子双凸极电机的转子位置信号，通过计算获得电机转速反馈，给定转速与反馈转速的偏差经过转速调节器后获得电流环的电流给定值。控制器根据转子所处的位置，判断电机在哪种模态下运行，得到模态运行的基本控制信号；电流环的电流给定与控制器中采集到的电流信号的偏差经过电流调节器得到电流斩波控制信号；将模态运行的基本控制信号和电流斩波控制信号进行逻辑综合之后得到九路控制信号，控制三相九开关变换器，驱动各个IGBT，实现双定子双凸极电机转速、电流双闭环控制。具体如下：
[0087] 模态Ⅰ：开关管Q1、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
[0088] 模态Ⅱ-1：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
[0089] 模态Ⅱ-2：开关管Q1、Q9恒通，开关管Q4、Q6斩波，其他开关管均关断；
[0090] 模态Ⅲ：开关管Q2、Q9恒通，开关管Q4斩波，其他开关管均关断；
[0091] 模态Ⅳ-1：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
[0092] 模态Ⅳ-2：开关管Q2、Q7恒通，开关管Q4、Q5斩波，其他开关管均关断；
[0093] 模态Ⅴ：开关管Q3、Q7恒通，开关管Q5斩波，其他开关管均关断；
[0094] 模态Ⅵ-1：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q6斩波，其他开关管均关断；
[0095] 模态Ⅵ-2：开关管Q3、Q8恒通，开关管Q5、Q6斩波，其他开关管均关断。
[0096] 本发明提供的基于三相九开关变换器的双定子双凸极电机驱动系统相比于传统双定子双凸极电机驱动系统采用的双三相逆变器拓扑，其功率变换器开关管的个数可以削减25％，不存在桥臂直通的问题，不需要在控制策略中加入死区时间。
[0097] 上述实施例的作用在于说明本发明的实质性内容，但并不以此限定本发明的保护范围。本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和保护范围。
