协调无线电发射器的方法以及相应的发射器

摘要

一本发明涉及一种协调发射器与K‑1个发射器的方法，该K个发射器经由多个信道分别与K个接收器进行通信，针对频带m，这些信道被描述为在发射器j与接收器i之间当j＝i时直接发射信道增益(gji,m)而当j≠i时干扰发射信道增益(gji,m)，i∈{1，...，K}，j∈{1，...，K}，K>1，每个发射器具有干扰其接收器的直接信道增益的可用估计和信道增益的多个估计。该方法包括：“交换”阶段，在该“交换”阶段过程中，每频带m对这些估计信道增益进行编码的该K个发射器同时发射具有T2个对应的功率电平的T2个子帧的K个对应序列，并且在该“交换”阶段过程中，该K个发射器在每个子帧之后接收由该K个接收器返回至其对应发射器的信号干扰噪声比。

权利要求

1.一种在K个发射器之间进行协调的方法，该K个发射器经由多个信道分别与K个接收器进行通信，其中针对发射器j与接收器i之间的频带m，当j＝i时通过直接发射信道增益gji,m而当j≠i时通过干扰发射信道增益gji,m描述这些信道，i∈{1，...，K}，j∈{1，...，K}，K＞1，m∈{1，...，M}，每个发射器具有影响其接收器的直接信道增益的和干扰信道增益的可用估计，该方法的特征在于其包括：“采集”阶段(Ph1)，在发射器j与接收器i之间的频带m上采集多个发射信道增益的采集阶段(Ph1)过程中估计多个信道增益，在该采集阶段过程中，该K个发射器同时发射具有T1个对应的确定的功率电平的T1个子帧的对应序列，并且在该采集阶段过程中，该K个发射器在每个子帧之后接收由该K个接收器返回至其对应发射器的对应的SINR的估计；

“交换”阶段(Ph2)，在该“交换”阶段过程中，该K个发射器同时发射T2个子帧的K个对应序列，序列是具有每频带m对这些估计的信道增益 进行编码的T2个对应的功率电平的T2个子帧，并且在该“交换”阶段过程中，该K个发射器基于由该K个接收器返回至其对应发射器的接收信号的观察在每个子帧之后接收SINR估计，T2≥1；

“功率分配”阶段(Ph3)，在该“功率分配”阶段过程中，K个发射器确定其有待发射的功率，这些功率满足用于使各接收器的SINR最大化的标准。

2.根据权利要求1所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，子帧数量T1等于K。

3.根据权利要求1所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，子帧数量T1等于K-X，其中，X是对发射器已知的信道增益数量。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，来自发射器的T1个子帧的该序列的这些功率电平是在矩阵Si,m以接近一的概率在穆尔彭罗斯意义上是伪可逆的约束下确定的，该矩阵Si,m为：其中， 是由接收器i返回至发射器i的信噪干扰比的估计，Pi,m(t)是T1个子帧的该序列的这些确定的功率电平，并且t∈{1,2,...,T1}。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，发射器的T1个子帧的该序列的这些功率电平是使用随机抽签确定的，直到矩阵Ωi,m是满秩矩阵：其中，Pi,m(t)是T1个子帧的该序列的这些确定的功率电平，并且t∈{1,2,...,T1}。

6.根据权利要求4所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，功率电平编码是时空类型的联合信源信道编码，其中，空间维度对应于信道m的数量M，而时间维度对应于子帧的数量T2。

7.根据权利要求5所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中功率电平编码是时空类型的联合信源信道编码，其中空间维度对应于信道m的数量M，而时间维度对应于子帧的数量T2。

8.根据权利要求6至7中任一项所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，功率电平编码是单独的信源信道编码。

9.根据权利要求8所述的在K个发射器之间进行协调的方法，其中，信号干扰噪声比是在滤波之前估计的，执行该滤波的滤波器与检测该接收信号的接收信号检测器相关联。

10.一种用于在K个发射器之间进行协调的方法的发射器，该K个发射器经由多个信道分别与K个接收器进行通信，其中针对发射器j与接收器i之间的频带m，当j＝i时通过直接发射信道增益gji,m，而当j≠i时通过干扰发射信道增益gji,m描述这些信道，i∈{1，...，K}，j∈{1，...，K}，K＞1，m∈{1，...，M}，该发射器具有干扰其接收器的直接信道增益的和干扰信道增益的可用估计，该发射器的特征在于其包括：-处理器单元(101)，该处理器单元用于在发射器与接收器之间的频带上采集多个直接发射信道增益和干扰信道增益的采集阶段(Ph1)过程中估计多个信道增益，并将这些估计的信道增益编码为每频带m具有T2个对应的功率电平的T2个子帧的序列，并且用于确定K个发射器有待发射的功率，这些功率满足用于使各接收器的SINR最大化的标准；

-发射器模块，该发射器模块用于在采集阶段(Ph1)过程中，发射T1个对应的确定的功率电平的T1个子帧的序列，以及在交换阶段(Ph2)过程中，发射T2个对应的功率电平的T2个子帧的序列；以及-接收模块，该接收模块用于接收由该接收器在每个子帧后返回的SINR的估计值。

11.一种电信系统，该电信系统包括根据前一项权利要求所述的K个发射器。

12.一种数据介质，该数据介质存储被适配成用于执行根据权利要求1至8中任一项所述的协调方法的多条程序指令，当所述程序在该K个发射器中加载并执行时，其将执行该协调方法。

说明书

协调无线电发射器的方法以及相应的发射器

技术领域

[0001] 本发明涉及电信领域。在这个领域内，本发明涉及用于协调在相同的地理区域(即，在一个发射器的通信干扰另一个发射器的通信的区域中，在该区域中据说存在干扰现象)中正使用公共无线电资源的多个发射器的技术(不管使用相同的技术还是不同的技术)。本发明在于具有K个发射器以及分别与该K个发射器进行通信的K个接收器的电信系统的上下文。发射器可以同样很好地是基站或到接入网的接入点。

[0002] 干扰现象可以被受中央通信实体控制的协调机制限制，条件是存在基础设施或“回程线路”以在发射器、接收器和中央实体之间传达控制和信令信号。然而，这种机制消耗带宽。同样，当发射器在没有“空频带”许可(或“白空间”)的情况下正使用频带时这种基础设施不存在并且因此可以不可能存在协调。具体地，关于基于依赖于IEEE 802.11系列标准的Wi-Fi类型无线技术的传输，传输质量受到与物联网(IoT)通信的物品数量的激增并且受到具有信息自动返回的配电网(智能电网)的激增的威胁。蜂窝网络没有免于这种风险，因为针对未来布署的趋势在于在基站之间布署小的或“家庭基站”小区以便增加容量而限制回程基础设备，这与对用于对抗干扰的协调机制的需求相悖。

背景技术

[0003] 在本发明的上下文中，发射器与接收器之间的通信被认为是经由所谓的“等效”信道传送的。术语等效信道用于覆盖传播信道自身以及还有线性滤波操作两者，线性滤波操作发生在发射和接收上并且线性滤波操作导致了所使用的信噪干扰比的数学结构。以下，代替并且取代术语“等效信道”使用通用术语“信道”。术语“增益”相对于(等效的)信道被使用以指定信道的脉冲响应的主系数的模数平方(信道针对频率m的频率响应的模数平方)或者实际上由接收器在整个频带m之上接收的信号功率与发射功率之间的比值(即，如果不存在来自其他发射器的干扰将被测量的比值)。“信道”或“频率”索引m可以采取从M个值中选择的任何一个值。术语“M”用于指定对考虑中的通信系统可用的返回信道的数量，每个返回信道由其自己的信噪干扰比SINR表征。

[0004] 从[1]中，已知使用发射功率模式，该发射功率模式可以为可以在每个发射功率电平结束时被返回的信道测量提供基础。

[0005] 从[2]中，已知一种用于分配由发射器在经由点对点链路与接收器通信的过程中发射的功率的算法。那个算法被称为迭代注水算法(IWFA)。在点对点链路的M个正交信道之间分配功率，同时单独地使用针对这些频率信道中的每个频率信道已知的信号干扰噪声比(SINR)的知识，M≥1。信道增益/系数被假定或者是恒定的或者是分段恒定的。在这种情况下，信道增益因此在被称为相干时间Tc的一段时间内是稳定的。在优选的模式中，IWFA在短于或等于相干时间T≤Tc的一段时间T内运行。该算法考虑具有K个发射器和K个接收器的电信系统，K≥2。IWFA算法将时间细分为连续的帧，并且每个帧具有K个子帧。帧持续时间对应于IWFA算法的迭代持续时间。发射器仅可以每帧一次地更新分配功率。帧因此对应于使K个发射器能够更新其分配功率所需的最小持续时间。该算法考虑用于更新其功率的发射器之间的任意顺序。在不失一般性的情况下，发射器1是第一个进行更新的发射器，并以此类推。IWFA算法隐式地采取帧电平同步化机制(外循环)以及对应于子帧的时隙电平同步化机制(内循环)。

[0006] 图1示出了具有两个发射器和两个接收器的电信系统，K＝2。每条链路的信道数量是M＝2。针对信道m，发射器i与接收器j之间的信道系数(也称为信道增益)被写成gij,m，并且其大于或等于零。由发射器i分配至信道m的功率被写成Pi,m。由接收器j针对信道m估计的SINR被写成gj,m。发射端被写成Em而接收端被写成Re。SINR的表达式是对应于由接收器i接收的信号的表达式，接收器i是不具有由发射器i提供的干扰抵消的类型并且遭受来自发射器j的干扰，其中，j≠i：

[0007]

[0008] 该算法具有对应于子帧索引t等于零的初始化阶段。在这个阶段过程中，每个发射器i∈{1,2,...,K}将功率Pi,m(0)分配至信道m∈{1,2,...,M}。针对每个发射器，M个分配功率形成分配向量。分配向量可以是任意选择的，条件是每个分配向量满足在所考虑的发射器i处可用的总功率Pi,max的约束：

[0009]

[0010] 此后，该算法具有关于帧索引k的迭代阶段(被称为外循环)，从k＝0到停止标准。在每次迭代k处，该算法具有关于发射器索引i的迭代阶段(被称为内循环)，从i＝1至K。在每次迭代i处，该算法计算子帧索引t＝kK+i并且更新发射器i的功率向量：

[0011]

[0012] 其中，λ是有待调整的参数，从而使得向量的功率和∑mPi,m等于最大功率Pi,max并且+其中，[x]＝max(0,x)。

[0013] 举例来讲，关于帧索引k的迭代阶段的停止标准可以是按照以下方式确定的：

[0014]

[0015] 其中，ε≥0是有待设置的参数。

[0016] 该算法如下发生。在每次迭代i处，单个发射器更新分配发射功率向量，并且然后发射器同时发射并随后接收由接收器返回的对应的SINR。

[0017] 当发射器配置集是有限的时，不可以使用IWFA算法。当发射器具有有限数量的功率分配/控制可能性时(即，当总功率电平或每条频带功率电平是离散时)，不可以使用IWFA。确切地，就像所谓的“注水”解决方案，IWFA依赖于关于连续量的微分运算(进行求导)，该运算不可以关于离散量来执行。此外，IWFA是顺序最佳响应动态的特殊情况，已知当优化空间是离散的时该顺序最佳响应动态不收敛。这种约束既与所谓的第三代(3G)电信网络又与其后续版本不兼容，这些后续版本由3GPP标准化并且已知首字母缩写为UMTS、LTE、LTE升级版、……，其要求功率电平是离散的。

[0018] IWFA算法仅针对非常特别的效用函数是收敛的。确切地，针对协同定位的接收器的场景以及以在等式(5)中示出的方式表达的香农传输数据速率类型的效用函数保证收敛。然而，其可以用于任何效用函数，但是不具有对将获得的性能的任何保证。确切地，更新公式(3)使得能够针对以下效用函数确保收敛：

[0019]

[0020] 只要SINR对应于多频带或多信道的多路存取信道，即，对应于具有K个发射器和仅一个接收器的通信系统。当存在非协同定位的K个接收器时，仅当干扰水平很低时按照关系式(5)针对效用函数确保收敛。

发明内容

[0021] 本发明提出一种技术，使得有可能通过确定由发射器发射的功率的分配在电信系统中改善发射器之间的协调以便在接收器处使干扰最小化。

[0022] 因此，本发明提供一种协调发射器与K-1个发射器的方法，该K个发射器经由多个信道分别与K个接收器进行通信，针对发射器j与接收器i之间的频带m，这些信道的特征在于当j＝i时直接发射信道增益而当j≠i，i∈{1，...，K}，j∈{1，...，K}，m∈{1，...，M}，K>1时干扰发射信道增益，每个发射器具有影响其接收器的直接信道增益的和干扰信道增益的可用估计。该方法包括：

[0023] -“交换”阶段，在该“交换”阶段过程中，每频带m对这些估计信道增益进行编码的该K个发射器同时发射具有T2个对应的功率电平的T2个子帧的K个对应序列，并且在该“交换”阶段过程中，该K个发射器基于由该K个接收器返回至其对应发射器(T2≥1)的接收信号的观察在每个子帧之后接收SINR估计。

[0024] 存在已知技术使得发射器i能够知道直接信道增益gii,m的估计以及干扰其接收器i，j≠i的信道的增益gji,m的估计。在交换阶段过程中，发射器通过使用功率电平编码对其估计信道增益进行编码而交换其估计信道增益。系数gii,m、gij,m可以同样很好地对与传播(路径损耗)相关联的衰减系数或者与慢衰落(阴影)或与快衰落相关联的衰减系数进行建模。

[0025] 发射器因此接连发射T2个子帧，其中，相关联的功率电平编码发射器已知的信道增益估计。接收器在子帧结束时将估计信号干扰噪声比(SINR)返回至其发射器。当K个发射器同时发射对应的子帧时基于接收信号的观察进行估计。返回的估计SINR可以同样很好地以可用功率的估计的以及包括噪声的干扰功率的估计的形式、或者以这些功率之比的估计的形式、或者以使得有可能推论出SINR的任何其他形式表达。

[0026] 估计通常是有噪声的，具体假定由返回信道返回的信息是量化的。所返回的估计可以是求平均的结果。例如，在包括多个窄带子载波的频带m中，求平均可以在于在所有子载波之上或者在其子集之上进行估计。在连续T2个子帧结束时，发射器因此具有由其接收器估计的信噪干扰比的T2个估计。在最后一个子帧之后，发射器i具有由具有T2×(K-1)个未知数的T2个等式构成的方程组，这些未知数是由K-1个发射器发射并且由其接收器接收的功率。针对发射器i，由其他发射器发射的功率电平可以通过在最大似然意义上选择最可能的序列而被估计。已知由其他发射器发射的功率，该发射器可以通过对发射功率的功率电平进行解码而确定相应的信道增益。最后，在交换阶段结束时，每个发射器知道所有的信道增益。因此，每个发射器可以按照用于针对K个发射器集合使全局干扰最小化的标准确定其自己的发射功率。因此，与将功率分配与局部效率(即，在发射器级别评估的效率)收敛的IWFA算法相比，本发明的方法将功率分配与全局效率(即，在系统级别评估的效率)进行了收敛。不像IWFA算法，本发明的方法不依赖于迭代过程，因此使得有可能避免IWFA算法的收敛问题。同样，本发明与所有类型的效用函数兼容，这些效用函数可以是基于功率控制策略以及基于所考虑的通信系统的信道增益单独地选择的。

[0027] 在实施例中，在发射器j与接收器i之间的频带m上采集发射信道增益的采集阶段过程中估计信道增益，在该采集阶段过程中，该K个发射器同时发射具有T1个对应的确定的功率电平的T1个子帧的对应序列，并且在该采集阶段过程中，该K个发射器在每个子帧之后接收由该K个接收器返回至其对应发射器的对应的SINR的估计。

[0028] 在这个实现方式中，该方法包括特定的采集阶段。在这个采集阶段中，对协调有贡献的发射器传输作为训练序列的等效物的连续的T1个功率电平。这些训练序列对发射器是已知的，即，发射器知道由K-1个发射器中的每个发射器在T1个子帧期间连续发射的功率电平。发射器估计接收信号干扰噪声比(SINR)T1次。在子帧结束时，接收器将SINR的估计值返回至其发射器。在训练序列结束时，发射器因此具有由其接收器估计的信噪干扰比的T1个估计。SINR可以由以下的一般形式表达： 或或在该式中：

[0029] 因为SINR的表达式取决于发射器i与其接收器i之间的直接信道、取决于干扰接收器i的信道、并且取决于K个发射器的发射功率，所以发射器i具有由具有K个未知数的T1个等式构成的方程组，针对j∈{1，...，K}，这些未知数是由信道增益gji,m构成的。发射器因此可以通过求解方程组获得K个信道增益 的估计。如果发射功率矩阵是可逆的，那么通过倒置此矩阵容易求解该方程组。

[0030] 在实现方式中，子帧数量T1等于K。

[0031] 这个特定的选择使得有可能使发射的子帧数量以及计算量最小。

[0032] 在实现方式中，子帧数量T1等于K-X，其中，X是发射器已知的信道增益数量。

[0033] 在实施例中，由接收器返回的信号干扰噪声比被归一化。

[0034] 此实现方式通过在估计信道增益时并且在交换阶段过程中避免将由接收器观察到的噪声考虑在内而具有简化本方法的优点。在这个实现方式中，信号干扰噪声比可以表达为以下形式： 其中 这个实现方式有利地降低了发送信令的成本，因为其使得有可能避免将噪声方差 返回至发射器。

[0035] 在实现方式中，来自发射器的T1个子帧的该序列的功率电平是在矩阵Si,m以接近一的概率在穆尔彭罗斯意义上是伪可逆的约束下确定的，该矩阵Si,m为：

[0036]

[0037] 其中， 是由接收器i返回至发射器i的信噪干扰比的估计，Pi,m(t)是T1个子帧的该序列的确定功率电平，并且t∈{1,2,...,T1}。

[0038] 这种确定功率电平的方式是有利的，因为矩阵Si,m是伪可逆的，并且因此具有K个未知数的方程组容易求解。可以使用以下关系式估计K个信道增益：

[0039]

[0040] 在实现方式中，发射器的T1个子帧的该序列的功率电平是使用随机抽签确定的，直到矩阵Ωi,m成为满秩矩阵：

[0041]

[0042] 其中，Pi,m(t)是T1个子帧的该序列的确定功率电平，并且t∈{1,2,...,T1}。

[0043] 这个实现方式使得容易确定来自每个发射器的T1个子帧的该序列的功率电平。

[0044] 在实现方式中，功率电平编码是时空类型的联合信源信道编码，其中，空间维度对应于信道m的数量M，而时间维度对应于子帧的数量T2。

[0045] 这个实现方式使得有可能从最优编码中受益。

[0046] 在实现方式中，功率电平编码是单独的信源信道编码。

[0047] 此实现方式使得有可能从没有联合信源信道编码复杂的编码中受益。

[0048] 在实现方式中，信号干扰噪声比是在滤波之前估计的，该滤波与检测接收信号相关联。

[0049] 这个实现方式的替代方案在于接收器在与检测接收信号相关联的滤波之后估计SINR。在滤波之前估计具有不依赖滤波器特性的优点，这些特性可能取决于干扰功率。

[0050] 本发明还提供一种用于执行协调K-1个发射器的方法的发射器，该K个发射器经由多个信道分别与K个接收器进行通信，针对发射器j与接收器i之间的频带m，这些信道的特征在于当j＝i时直接发射信道增益而当j≠i时干扰发射信道增益，该发射器具有影响其接收器的直接信道增益的和干扰信道增益的可用估计。该发射器包括：

[0051] -处理器单元，该处理器单元用于每频带m将估计信道增益编码为具有T2个对应的功率电平的T2个子帧的序列；

[0052] -发射器模块，该发射器模块用于发射该序列；以及

[0053] -接收模块，该接收模块用于接收由该接收器在每个子帧后返回的SINR的估计值。

[0054] 本发明还提供一种包括如以上指定的K个发射器的电信系统。

[0055] 在优选实施例中，本发明的协调方法的步骤是由并入到电子电路(如芯片)中的程序指令确定的，这些指令自己可以被安排在如通信实体(基站、接入点等)的电子设备中。当将程序加载到计算构件(如处理器)中时，本发明的协调方法可以同样很好地被执行或者等效地其操作然后通过执行程序被控制。

[0056] 因此，本发明还应用于计算机程序，具体为在数据介质之上或之中并且适用于执行本发明的计算机程序。本程序可以使用任何编程语言并且可以是源代码、目标代码或者是介于源代码与目标代码之间的代码的形式，如是部分编译形式，或是任何其他令人期望的形式以实现本发明的方法。

[0057] 数据介质可以是能够存储程序的任何设备。例如，该介质可以包括存储装置，如只读存储器(ROM)(例如高密度磁盘(CD)ROM或微电子电路ROM)、或真正的磁记录装置(例如，硬盘)。

[0058] 替代地，数据介质可以是并入了该程序的集成电路，该电路被适配成用于执行所讨论的方法或在该方法执行时使用。

[0059] 此外，程序可以转换为可经由电缆或光缆、通过无线电或通过其他手段传达的可传输介质形式(如电信号或光信号)。本发明的程序可以具体地从互联网类型的网络进行下载。

附图说明

[0060] 本发明的其他特性和优点从参照作为非限制性示例给出的附图作出的具体实现方式的以下描述中显现出来。

[0061] 图1是在两个发射器与两个接收器之间的信道的示意表示，在发射器j与接收器i之间(i∈{1,2}，j∈{1,2})当j＝i时通过直接发射信道增益gji,m而当j≠i时通过干扰发射信道增益gji,m来描述信道。

[0062] 图2是在具体实现方式中本发明的方法的三个阶段的图解。

[0063] 图3是针对本发明的发射器的简化的结构图解。

[0064] 图4示出了将现有技术的IWFA方法与本发明的方法进行比较的仿真结果。

具体实施方式

[0065] 信道增益/系数被假定或者是恒定的或者是分段恒定的。在这种情况下，信道增益因此在被称为相干时间Tc的一段时间内是稳定的。在优选实现方式中，本发明的方法如现有技术IWFA算法一样在短于或等于相干持续时间T≤Tc的持续时间T期间操作。

[0066] 当将快衰落考虑在内时，对应于子频带m的信道假定在持续时间T(其中，T≤Tc)期间是稳定的，因此使得有可能省略针对信道系数的时间索引(或者当使用多载波传输时的正交频分复用(OFDM)符号)。定义相干频带的连续载波的数量被写成C。由具有针对具有N个窄频带载波的子频带m的NR根天线的接收器i接收或可用的对应于持续时间T0≤T≤Tc(T0，具有多载波传输的OFDM符号)的子帧的信号或观察结果可以被写成 n是用于对子频带m内载波进行标号的索引，而k是OFDM符号的索引(对估计SINR有用的观察结果/样本与对接收器i和子频带m时间上或频率上可用的所有索引n，k关联)。这些信号或观察结果然后可以表达为以下形式：

[0067]

[0068] 其中， 是针对子频带m在发射器j与接收器i之间的标量输入和向量输出信道，其中， 是方差 的附加高斯白噪声样本，并且其中，Pi,m是与发射信号 相关联的发射功率，该功率假定针对子频带m， 的所有载波是恒定的。不失一般性，假定N可被C整除，即，Q＝N/C。接着子频带m可以被分成Q个块，其中，信道系数近似恒定(Q块衰落)。针对n＝Cq+c，给定被除数q和余数c，由C对n进行整除，其中，按照定义c在范围0到C-1之间变化，表达式(6)可以被写成以下形式：

[0069]

[0070] q＝0,...,Q-1并且c＝0,...,C-1

[0071] 其中， 其中q＝0，…，Q-1

[0072] 针对接收器i与子频带m相关联的SINR是在子帧的观察持续时间T0(T0

[0073]

[0074] 其中，gi,m是基于所有入射信道的完美知识(无噪声)和所有发射器功率计算的SINR的理论值。应观察到，观察持续时间T0越长，可用观察结果 的数量越大并且因此估计噪声ξi,m的水平越低。这是设置子帧的持续时间的方法的重要的实用方面(除了有关随时间过去的稳定性的考虑之外)。

[0075] 可以或者在滤波之前或者在滤波之后将由接收器返回的SINR考虑在内。

[0076] 在滤波之后，SINR将与接收信号检测器相关联的接收滤波器考虑在内。在这种情况下，考虑在接收样本n＝Cq+c上应用的线性滤波器 其中，c在范围0至C-1之间变化。子频带m可以由Q个理论SINR定义，其中，是共轭转置运算符：

[0077]

[0078] 子频带m可以由唯一的等效理论SINR定义：

[0079]

[0080] 其中：

[0081] 和

[0082] 被定义为针对频带m的在发射器j与接收器i之间的等效信道(属于实数集 )。

[0083] 当NR＝1且Q＝1时，然后通过写成 (匹配滤波器)，其遵循：

[0084] 和

[0085] 针对子频带m在接收器i处估计的等效SINR可以在优选实现方式中如下被估计。

[0086] 样本 在滤波之后由以下关系式表达：

[0087] 其中n＝Cq+c

[0088] 在观察持续时间T0期间基于样本 (在滤波之后)的以及发射符号 (导频符号)的并且还有估计信道 (从导频符号计算的)的知识对等效SINR的估计表达成以下形式：

[0089]

[0090] 针对滤波之前的估计，等效SINR可以按以下方式在持续时间T0期间在滤波之前从样本中被估计出来，假定发射符号 和估计信道 是已知的：

[0091]

[0092] 使相关联的理论SINR为：

[0093]

[0094] 其中：

[0095] 和

[0096] 被定义为针对频带m的在发射器j与接收器i之间的等效信道(属于实数集 )。当NR＝1且Q＝1时，其遵循：

[0097] 和

[0098] 在大于信道的相干持续时间Tc的非常久的持续时间期间的协调使得有可能将慢衰落(阴影)考虑在内。系数gji,m然后可以被求平均(或者随时间过去被滤波)以便接近“阴影”的较慢波动的数值范围。等效SINR可以形式上被写成：

[0099]

[0100] 其中，E{gji,m}是系数gji,m在快衰落分布之上的随机均值(或者按照遍历的时间均值)。

[0101] 最后，等效SINR的表达式可以具有针对子频带m发射器j到接收器i的等效信道(gji,m或E{gji,m})与K个发射器Pi,m的发射功率的函数f的形式：

[0102] 或

[0103] 其中，表达式gji,m假定为非负实数(或在足够的比特位数上量化)并且其中，在信道m之上由接入点i发射的功率Pi,m属于离散空间。

[0104] 举例来讲，通过考虑具有K个接入点以及分别与接入点进行通信的K个站的Wi-Fi类型的无线通信系统详细描述了本发明，K>1。

[0105] 根据IEEE 802.11n标准，每个接入点在信道之上进行传输，该信道关于例如由52个OFDM子载波占据的载波频率(例如，B＝20MHz)占据频带B。根据IEEE 802.11n标准，在某些配置中，13个Wi-Fi载波频率被区别开从而定义按5Mhz间隔开的13个信道。可以因而被选择的信道数量因此很少。在那个配置中，因此存在高可能性来为不同的接入点选择相同的Wi-Fi信道或邻近的信道，因而导致由地理上相邻的接入点使用的信道之间的干扰。如果来自K个站中的站可以检测两个接入点，那么这两个接入点是邻居。

[0106] 例如，假定已经由接入点选择了Wi-Fi信道，那么由本方法考虑的M个信道然后是对应于OFDM子载波的那些信道。本发明的方法因而提出针对电信系统的K个接入点针对M＝52个子载波确定功率分配，这些功率分配在相同的Wi-Fi信道上传输至K个对应的Wi-Fi站。
针对与M＝52个子载波相关联的M个信道中的每个信道m，接入点i∈{1,2,...,K}与站j∈{1,2,...,K}之间的通信信道的质量由系数gij,m≥0表示。在这种情况下，在等式(6)中N＝1(载波)。

[0107] 在另一示例中，该方法寻求通过接入点参与Wi-Fi信道选择。由本方法考虑的M个信道然后是对应于Wi-Fi载波频率的那些信道，其定义了按照5MHz间隔开的13个信道。在这种情况下，在等式(6)中具有N＝52个载波。本发明的方法因而提出针对电信系统的K个接入点针对M＝13个信道确定功率分配，这些功率分配在13个Wi-Fi信道中的一个信道上传输至K个对应的Wi-Fi站。针对在M＝13个信道中的每个信道m，接入点i∈{1,2,...,K}与站j∈{1,2,...,K}之间的通信信道的质量由系数gij,m≥0表示。

[0108] 下假定SINR具有对应于干扰未抵消的接收器结构的类型的结构，并且其一般式(12)可以由关系式(8)至(11)中的任何一个关系式给出。然而，该方法可以同样很好地与干扰抵消接收器一起使用。在这种情况下，仅改变SINR的表达式以便将所抵消的干扰考虑在内；在SINR的分母中唯一改变的是干扰信号的数量。

[0109] 当K＝2且M＝2时，可以由图1示意性地表示系统。两个发射器是两个接入点AP1和AP2的那些发射器。两个接收器是两个站STA1和STA2的那些接收器。所考虑的两个信道或频带被写成Ch1和Ch2。

[0110] 针对任何K，每个发射器APi具有直接信道增益的以及干扰其接收器STAi的信道的增益的估计，即，针对所有j∈{1，...，K}并且针对所有m∈{1,2,...,M}的 信道的估计增益gji,m被写成 可以在各种实现方式中采集关于信道增益的知识。

[0111] 在本方法的第一实现方式中，发射器i使用估计信道增益的已知方法针对所有j∈{1，...，K}并且针对所有m∈{1,2,...,M}采集关于信道增益的知识。

[0112] 在本方法的第二实现方式中，假定发射器i不了解入射到其接收器i上的信道的特定数量L，其中，数量L小于或等于K。

[0113] 如图2所示，然后在立即运行的阶段Ph1过程中发生采集。在这个阶段Ph1过程中，K个发射器分别同时地发射K个序列。序列是分别具有T1个确定的功率水平的连续的T1个子帧(持续时间为T0)，向量的维数等于频带的数量M。这些序列可与训练序列比较，它们对发射器是已知的。在子帧已经被发射后，每个发射器i在频带m之上可选地接收由其接收器i返回的归一化SINR。这个“采集”阶段Ph1因而使得发射器i能够获得由其接收器针对给定频带m评估的SINR的T1个估计。

[0114] 因为T1严格大于1，所以发射器i接收由其接收器针对给定频带m返回的至少两个SINR估计。子帧索引t从1变化到T1，t∈{1,2,...,T1}。发射序列的相继确定的功率被写成：Pi,m(t)，t∈{1,2,...,T1}。在每个子帧t上由站i估计并返回的SINR被写成： 假定SINR被归一化，发射器i然后求解每频带m具有T1个等式的方程组：

[0115]

[0116] 在是j∈{1，...，L}的信道增益 的L个未知数中，以便获得这些L个信道增益的估计

[0117] 选择数量T1使得T1≥K以确保可以使用等式(17)求解方程组。例如，如果有可能使用更粗糙的估计或者如果先验信息可用，则可以选择任意的T1以便求解(14)。例如，在TDD中，系数gii,m在发射器i处可以是可用的，由此消除未知数，并且在这种情况下，有可能选择T1＝K-1。更一般地，如果发射器i知道X个系数，那么有可能选择T1＝K-X。同样，如果有限功率矩阵可逆，则通过求此矩阵的逆容易求解该方程组。

[0118] 这个“采集”阶段Ph1使得有可能当T1≥K时在接入点j与站i之间的频带m之上获得最多K个发射信道增益的估计。

[0119] 在实施例中，发射器的训练序列的功率电平是在以下矩阵Si,m针对信道m以接近一的概率在穆尔彭罗斯意义上是伪可逆的约束下确定的：

[0120]

[0121] 在实现方式中，发射器i的训练序列的确定的功率电平Pi,m(t),t∈{1,2,...,T1}形成满秩矩阵Ωi,m：

[0122]

[0123] 此确定可以在于随机抽取功率序列中的每个序列直到矩阵Ωi,m是满秩矩阵。

[0124] 然后可以使用以下关系式估计信道增益：

[0125]

[0126] 其中， 指示Si,m的转置矩阵。当SINR中的噪声水平趋于零时，或者当T1变得较大时，那么估计增益 趋向于其真值gji,m。

[0127] 该方法包括“交换”阶段Ph2，该“交换”阶段包括编码步骤、估计步骤和解码步骤。在交换步骤Ph2过程中，K个发射器分别发射T2个子帧的序列。序列是具有对估计增益进行编码的T2个对应的功率向量的连续的T2个子帧(持续时间为T0)。发射序列的相继编码的功率向量被写成：Pi(t)，Pi(t)＝(Pi,1(t),...,Pi,M(t))。子帧索引t从1变化到T2，t∈{1,
2,...,T2}，T2≥1。

[0128] 针对发射器i，按照其一般构想，功率电平编码在于在信道状态方面将发射器的知识编码成功率电平向量的序列：

[0129]

[0130] 其中，si∈Si表示发射器具有的关于全局信道[g11,g12,...,gKK](其中，gij＝(gij,1,...,gij,M))的状态超级向量的知识，并且其中，P表示功率电平所属的字母表。

[0131] 一般地，编码φi是联合时空和信源信道编码。空间维度由M(即，信道的数量)给出，而时间维度由帧数量T2给出，在该时间维度期间，发射器交换其单独的知识。

[0132] 编码φi还可以是每子频带m单独的信源信道编码，即，每子频带m，在这种情况下，信源编码函数 被选为在向量 上运算的向量量化运算，
该向量使得发射器i能够使其关于入射到接收器i上的信道的知识对应于向量量化单元索引k(其中，L是单元数量)：

[0133]

[0134] 量化单元是通过使用Lloyd-Max算法[3]选择的。 是信道编码运算，该运算使得功率序列对应于向量量化单元索引：

[0135]

[0136] 使p为P的基数，然后可能的功率序列的数量是pT2＝2n。信道编码在于选择这些序列的基数2k的子集C，由此定义编码率 量化单元的数量L给出了由于量化引起的失真度。

[0137] 在实现方式中，通过选择最大的单元数量(即，L＝pT2＝2n)来降低失真度。信道编码 仅在于使每个单元索引对应于功率序列。这给出信道编码率为1。每个量化单元的表示被选择如下。单元索引从1到pT2，其中，p是P的基数。针对每个单元，有可能计算增益向量属于其的概率。然后有可能根据其利用概率对单元进行排序。该方法将最高概率单元与功率电平序列(Pi,m(T1+1),...,Pi,m(T1+T2))进行关联，针对该序列的分量之和 最大，即，频带上的最大功率电平序列。该方法然后考虑将第二单元作为或者最大概率的单元或者稍小概率的单元，并将第二单元与总和稍小的功率电平序列进行关联，等等。因而，以这种方式对功率电平序列的集合(Pi,m(T1+1),...,Pi,m(T1+T2))进行排序使得总和 减少。

[0138] 在子帧已经被发射后，每个发射器i在频带m之上可选地接收由其接收器i返回的归一化SINR。在每个子帧上估计并返回的SINR被写成： 在连续的T2个子帧结束时，发射器因而每频带m具有由其接收器确定的T2个SINR估计。

[0139] 在实现方式中，信道假定是准静态的，因此其不随着传输的持续时间变化。发射器i拥有其SNIR所依赖的信道的估计并且功率电平是离散的。估计步骤因而发生如下。已知Pi,m(t)，发射器i计算以下数量：

[0140]

[0141] 其中，xi,m(t)＝[P1,m(t),…,Pi-1,m(t),Pi+1,m(t),…,PK,m(t)]T是与其他发射器相关联的功率的向量。向量xi,m是在整个帧T2上定义的，如下：

[0142] xi,m＝[xi,m(T1+1),…,xi,m(T1+T2)]T

[0143] 估计SINR的向量 被定义如下：

[0144]

[0145] 功率电平是通过(在最大似然意义上)选择最可能的序列而确定的，即，使概率分布 最大化的序列，其中，[x]在x为真时等于1并且在其他情况下等于0。艾弗森括号[.]要求每个功率序列属于可能的序列的字典C(该字典假定针对每个发射器是相同的)。所选的序列对应于单元索引，即，对应于解码。

[0146] 考虑向量：

[0147]

[0148] 如果假定：

[0149]

[0150] 其中，n遵循协方差的高斯分布，该协方差是单位元素的倍数，然后，最大似然估计被写成：

[0151]

[0152] 如果实际干扰器的数量 很少(通常为一个至几个)，那么发射器i通常可以粗略估计其SINR并且穷尽地测试 可能配置。因而，针对p＝8的功率电平、 的主导干扰器以及T2＝3的子帧，存在512个有待测试的配置。

[0153] 在实现方式中，当仅考虑较少数量的干扰器时，该方法粗略估计SINR。这个粗略估计源自模型的缩减。此缩减在于为 选值，例如， 由接收器i估计的SINR的表达式变为：

[0154]

[0155] 仅集合Vi,m被认为对估计SINR有影响。这个集合在信道m上包括链路ii的邻域。如果仅存在一个主导干扰器，那么邻居的集合Vi,m仅具有一个干扰器(Vi,m是单一元素)。如果集合Vi,m具有不同的基数，那么在一个实现方式中，该方法仅将集合V＝max(i,m)|Vi,m|考虑在内，其中，在由各接收器估计的SINR的表达式中，记法|.|指示集合的基数。

[0156] 返回至图1中所示的示例，干扰器数量为V＝1，并且不必执行模型缩减。信道的数量为M＝2。每个发射器假定处于在十六个发射功率电平(即，|P|＝p＝16)之间进行选择的状态中并且每个信道系数/增益假定已经被任何的程序量化并可以取被写成 的四个值。

[0157] 在采集阶段过程中，通过设置T1＝2，两个发射器AP1、AP2在两个信道Ch1、Ch2中的每个信道上同时传输形成训练序列的由第二子帧跟随的第一子帧。针对每个子帧，发射器具有由其他发射器使用的功率电平的知识(训练阶段)。在子帧结束时，每个接入点接收由其站返回的SINR。针对两个接入点AP1和AP2，所返回的SINR分别如下：

[0158] 和

[0159] 在针对接入点AP1并且针对信道Ch1(m＝1)的每个训练序列结束时，有待求解的线性方程组(14)变成：

[0160]

[0161] 其中，P1,1(1)是由发射器AP1针对子帧t＝1在信道Ch1上分配的功率，P2,1(1)是由发射器AP2针对子帧t＝1在信道Ch1上分配的功率，等。方程组的未知数是 和 其他量对发射器AP1是已知的。

[0162] 针对信道Ch2(m＝2)，有待求解的线性方程组(14)变成：

[0163]

[0164] 其中，P1,2(1)是由发射器AP1针对子帧t＝1在信道Ch2上分配的功率，P2,2(1)是由发射器AP2针对子帧t＝1在信道Ch2上分配的功率，等。方程组的未知数是 和 其他量对发射器AP1是已知的。

[0165] 针对接入点AP1，用于估计信道增益的关系式(17)变成：

[0166] 其中，

[0167] 并且针对接入点AP2，方程组(14)变成：

[0168]

[0169] 并且用于估计信道增益的关系式(17)变成：

[0170] 其中，

[0171] 在交换阶段过程中，参数T2被设置为一，在采集阶段过程中，估计增益在子帧期间交换。功率电平编码发生如下。针对所有的(ij,m)，针对gij,m的可能值从最低到最高排序：同样地，功率电平以这种方式书写使得序列 是递增序列。针对发射
器AP1，编码φ1,m被选为双射映射 其中，m∈{1,2}，l1∈{1,...,4}，l2∈
{1,...,4}，l∈{1,...,16}。发射器AP2针对两个信道Ch1和Ch2进行相同的操作。发射器APi借助于返回的SINR观察发射器APj的功率电平：

[0172]

[0173] 发射器APi然后通过应用下式确定发射器APj的信道增益：

[0174]

[0175] 其中， 是对φj,m求逆的映射。因而，发射器AP1确定g12,1,g22,1,g12,2,g22,2而发射器AP2确定g11,1,g21,1,g11,2,g21,2。

[0176] 在该方法的实现方式中，该方法进一步包括“功率分配”阶段Ph3，在该阶段过程中，K个发射器确定其有待发射的功率，这些功率满足用于使各站的SINR最大化的标准：

[0177]

[0178] 其中，fi,m是定义了发射器i的性能标准的函数，例如：

[0179] fi,m(x)＝log(1+x)。   (27)

[0180] 参照图3描述执行本发明的协调方法的发射器的简化结构。发射器是在蜂窝网络中基站(家庭基站等)的Wi-Fi接入点的一部分。发射器形成如在图2中示出的电信系统的一部分。发射器与系统的接收器进行通信。针对频带m，在发射器j与接收器i之间当j＝i时通过直接发射信道增益gji,m且当j≠i时通过干扰发射信道增益gji,m描述通信信道。发射器具有其接收器的直接信道增益的以及干扰信道增益的估计。

[0181] 这种发射器AP1、AP2包括具有缓冲存储器RAM的存储器模块100、例如配备有微处理器μP并且由计算机程序102控制以执行根据本发明的协调方法的处理器单元101。

[0182] 一旦初始化，计算机程序102的代码指令可以例如在由处理单元101的处理器执行之前被加载到RAM中。在计算机程序指令102的应用中，处理器单元101的微处理器执行以上描述的协调方法的步骤，以便传输在T2个对应的功率电平(Pi,m(1),...,Pi,m(T2))处的T2个子帧的帧。作为输入，处理器单元101利用估计信道增益以及由接收器返回的信号干扰噪声比。

[0183] 为了这样做，发射器包括：

[0184] -用于发射每频带m具有T2个对应的功率电平的T2个子帧的序列的模块；以及[0185] -用于接收来自其接收器的SINR估计的模块。

[0186] 当处理单元101的处理器正执行计算机程序102的代码指令时：

[0187] -处理器单元101例如从存储器模块100中恢复估计信道增益

[0188] -处理器单元101将这些估计编码成每频带m具有T2个功率电平的序列(Pi,m(1),...,Pi,m(T2))；

[0189] -发射模块发射该序列；并且

[0190] -接收器模块接收来自接收器的T2个SINR估计。

[0191] 在实现方式中，在信道选择的背景下由与被称为Wi-Fi的IEEE标准802.11xx兼容的接入点AP1、AP2以及站STA1、STA2使用本发明的方法。不管所考虑的Wi-Fi标准的版本，接收器STA1、STA2可以估计SINR。接收器i经由返回信道将这个SINR的估计返回至其对应的发射器。最初的且仍然可用的返回信道是ACK/NACK信道，该信道可以用于在多个比特位上编码SINR，其中，一个ACK/NACK表示一比特。IEEE 802.11标准的改进版本(如IEEE 802.11n以及下列等等)指定了更高级的返回信道(经量化的信道状态信息(CSI)类型，其中，这些模式中的三种模式是在版本IEEE802.11n中指定的)，其可以用于周期性地返回SINR。在采集阶段Ph1和交换阶段Ph2结束时，每个发射器可以穷尽地测试所有最佳的信道选择。

[0192] 例如，如果存在M＝13个可能的信道以及K＝5个活跃的发射器，其相当于针对整个5
系统测试13＝371293可能的配置，这利用当今的技术非常容易完成。举例来讲，每个发射器可以选择以下的功率超级向量：

[0193] x＝[P1,1,…,P1,M,P2,1,…,P2,M,…,PK,1,…PK,M]T

[0194] 其使以下在约束C1、C2下的全局性能标准 其中 最大化(SINR如上定义)。约束C1如此使得向量的每个分量可以仅取两个值(0或P最大)。约束C2如此使得给定的发射器的功率分配向量可以仅具有一个非零分量。

[0195] 在更具体的实现方式中，该方法进一步包括约束C3。约束C3如此使得频带不可以被分配给仅一个发射器。在这些情况下，由于约束C1、C2、C3，最优增益G最大变成：

[0196] 其中，s.t.C1∩C2∩C3含义是受C1、C2、C3的联合约束。针对从{1,…,K}到{1,…,M}的所有单映射函数f，即，在
单映射函数之上执行最大化。选择这种单映射函数相当于选择具有满足所考虑的三个约束的分量的功率向量。应观察到，在这个特定的实现方式中，每个发射器仅需要集合的知识。

[0197] 仿真结果在图4中示出。仿真是使用以下的配置参数执行的：

[0198] 系统包括两个发射器和两个接收器；

[0199] 信道的宽度是Bm＝10kHz；

[0200] (无干扰时)SNR＝SINR＝40分贝(dB)；

[0201] 信道系数：gii,m＝1且gij,m＝0.5，其中i≠j；并且

[0202] 通过在使用瑞利分布抽取的信道系数之上求平均遵循根据(5)的性能标准。

[0203] 从在两条曲线的形式中呈现的结果中，一条曲线针对IWFA算法而另一条曲线针对本发明的方法，可以看出本发明的方法使得有可能靠近被认为是参考并且利用集中系统获得的终极限制。相比于IWFA求解方案传输速率提高了约60％。

[0204] 参考文献：

[0205] [1]：US 2012/083201 A1

[0206] [2]：G.斯库达瑞(Scutari)、D.P.帕洛马尔(Palomar)和S.巴尔巴罗萨(Barbarossa)，“MIMO迭代注水算法”，IEEE学报，信号处理，第57卷，第5期，2009年5月，
1917-1935页。

[0207] [3]：罗伯特(Robert)M.格雷(Grey)、大卫(David)L.诺伊霍夫(Neuhoff)，“量化”IEEE学报，信息论，1998。