本发明属于电子电路技术领域，涉及一种基于COT控制模式的失调电压消除电路。本发明采用了一种片内补偿技术，通过对SW的电位信息进行滤波处理得到包含直流信息与电感电流信息的锯齿波，利用电路获取其直流分量。然后利用减法电路做差提取其交流分量，即得到所需的与电感电流同向的纹波信息。然后再通过纹波迭加电路将其与反馈信号VFB相加，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，保证实现系统的稳定工作；同时避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计，增大了电路的适用范围。
1.一种基于COT控制模式的失调电压消除电路，包括上功率管、下功率管、电感L、电压采样电路、单次计时器、RS触发器、驱动模块、分压器、直流分量模块、纹波采样电路、电容Css、第一逻辑运算模块、第二逻辑运算模块、第一比较器和电流源；其中，驱动模块的输出端分别接上功率管的栅极和下功率管的栅极；上功率管的漏极接电源，下功率管的源极接地，上功率管的源极和下功率管的漏极连接为BUCK变换器的输出端，上功率管源极和下功率管漏极的连接点通过电感L后接电压采样电路；纹波采样电路的输入端接BUCK变换器的输出端；直流分量模块的输入端接纹波采样电路的输出端；直流分量模块的输出端分别接分压器的输入端和第一逻辑运算模块的第一输入端，第一逻辑运算模块的第二个输入端接纹波采样电路的输出端，第一逻辑运算模块的第三输入端接失调电压；第一逻辑运算模块的输出端接第二逻辑运算模块的一个输入端，第二逻辑运算模块的另一个输入端接电压采样电路的输出端；第二逻辑运算模块的输出端接第一比较器的正输入端；第一比较器的负输入端分别接基准电压和电流源的输出；电流源的输出还通过电容Css后接地；第一比较器的输出端接RS触发器的S输入端；分压器的输出端接单次计时器的一个输入端，单次计时器的另一个输入端接RS触发器的输出端，单次计时器的输出端接RS触发器的R输入端；RS触发器的输出端接驱动模块的输入端；
所述纹波采样电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、运算放大器和跨导放大器；纹波采样电路的输入端依次通过第一电阻R1、第二电阻R2、第四电阻R4和第五电阻R5后接运算放大器的正向输入端；第一电阻R1和第二电阻R2的连接点通过第一电容C1后接地；第二电阻R2和第四电阻R4的连接点通过第三电阻R3后接地；第四电阻R4和第五电阻R5的连接点通过第二电容C2后接地；第五电阻R5和运算放大器正向输入端的连接点通过第三电容C3后接地；运算放大器的负向输入端与运算放大器的输出端互连，依次通过第六电阻R6和第七电阻R7后接地；纹波采样电路的输入端依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接跨导放大器的一个输入端，跨导放大器的另一个输入端依次通过第八电阻R8和第六电阻R6后接运算放大器的输出端，第八电阻R8和跨导放大器另一个输入端的连接点通过第四电容C4后接地，跨导放大器的输出端为纹波采样电路的输出端。
一种基于COT控制模式的失调电压消除电路
技术领域
[0001] 本发明属于电子电路技术领域，涉及一种基于COT控制模式的失调电压消除电路。
背景技术
[0002] 相对于传统电压模控制或者电流模控制方式来讲，基于输出纹波的控制系统具有更加快速的瞬态响应特性以及控制环路简单等特点，尤其是基于恒定导通时间的纹波控制方式在自适应恒频特性上的潜力而备受关注。
[0003] 然而，恒定导通控制模式中，反馈电压VFB通过不断触发谷值限(参考电平Vref)来触发Ton计时。反馈电压VFB的直流电平同参考电压Vref之间存在一定的失调电压ΔV，这个失调量是由系统控制结构带来的系统失调。从而引起实际输出电压值与理想设定值间存在偏差，降低了系统整体调整精确性。
发明内容
[0004] 本发明所要解决的，就是针对目前COT控制系统所带来的稳定性及调整精确性的问题，提供一种COT输出电压失调的动态消除电路。
[0005] 本发明的技术方案是：如图1所示，一种基于COT控制模式的失调电压消除电路，包括上功率管、下功率管、电感L、电压采样电路、单次计时器、RS触发器、驱动模块、分压器、直流分量模块、纹波采样电路、电容Css、第一逻辑运算模块、第二逻辑运算模块、第一比较器和电流源；其中，驱动模块的输出端分别接上功率管的栅极和下功率管的栅极；上功率管的漏极接电源，下功率管的源极接地，上功率管的源极和下功率管的漏极连接为BUCK变换器的输出端，上功率管源极和下功率管漏极的连接点通过电感L后接电压采样电路；纹波采样电路的输入端接BUCK变换器的输出端；直流分量模块的输入端通接纹波采样电路的输出端；直流分量模块的输出端分别接分压器的输入端和第一逻辑运算模块的第一输入端，第一逻辑运算模块的第二个输入端接纹波采样电路的输出端，第一逻辑运算模块的第三输入端接失调电压；第一逻辑运算模块的输出端接第二逻辑运算模块的一个输入端，第二逻辑运算模块的另一个输入端接电压采样电路的输出端；第二逻辑运算模块的输出端接第一比较器的正输入端；第一比较器的负输入端分别接基准电压和电流源的输出；电流源的输出还通过电容Css后接地；第一比较器的输出端接RS触发器的S输入端；分压器的输出端接单次计时器的一个输入端，单次计时器的另一个输入端接RS触发器的输出端，单次计时器的输出端接RS触发器的R输入端；RS触发器的输出端接驱动模块的输入端；
[0006] 所述纹波采样电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、运算放大器和跨导放大器；纹波采样电路的输入端依次通过第一电阻R1、第二电阻R2、第四电阻R4和第五电阻R5后接运算放大器的正向输入端；第一电阻R1和第二电阻R2的连接点通过第一电容C1后接地；第二电阻R2和第四电阻R4的连接点通过第三电阻R3后接地；第四电阻R4和第五电阻R5的连接点通过第二电容C2后接地；第五电阻R5和运算放大器正向输入端的连接点通过第三电容C3后接地；运算放大器的负向输入端与运算放大器的输出端互连，依次通过第六电阻R6和第七电阻R7后接地；纹波采样电路的输入端依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接跨导放大器的一个输入端，跨导放大器的另一个输入端依次通过第八电阻R8和第六电阻R6后接运算放大器的输出端，跨导放大器的输出端为纹波采样电路的输出端。
[0007] 上述方案中，第一逻辑运算模块为加减运算器，具体为VDC+Vac与VDC作差，再与失调电压ΔV叠加，第二逻辑运算模块为加法器。
[0008] 本发明的有益效果为，克服传统恒定导通控制模式中，由于系统失调带来的调整精确性的问题，提高了系统的输出电压调整精度。
附图说明
[0009] 图1为本发明的系统环路架构图；
[0010] 图2为纹波采样电路等效架构图；
[0011] 图3为纹波采样波形示意图；
[0012] 图4为VFB直流分量补偿波形示意图；
[0013] 图5为电容充电的零状态响应波形示意图。
具体实施方式
[0014] 下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：
[0015] 本发明整个系统的控制环路等效架构框图可如图1所示，SW为系统的开关输出节点，输出VOUT经电阻Rf1、Rf2的分压得到反馈电压VFB。本发明采用了一种片内补偿技术，通过对SW的电位信息进行滤波处理得到包含直流信息与电感电流信息的锯齿波，利用电路获取其直流分量。然后利用减法电路做差提取其交流分量，即得到所需的与电感电流同向的纹波信息。然后再通过纹波迭加电路将其与反馈信号VFB相加，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，保证实现系统的稳定工作；同时避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路的参数需重复设计，增大了电路的适用范围。此外，失调电压ΔV补偿模块，可以根据系统的工作状态，动态设定ΔV的大小，从而消除纹波补偿电路对输出稳定电压产生的偏差，从而动态消除系统直流失调，提高系统调整精度。
[0016] 本发明的纹波产生电路原理图如图2所示，纹波采样电路首先通过RC_Filter将SW信号一阶滤波分压，从而将开关结点SW处的方波信号转换成三角波信号，构建包含具有与电感电流纹波同向的VSW_F1，因此VSW_F1中同时包含交流与直流分量。随后再利用两阶滤波分压，滤除VSW_F1中的交流信息，获得与SW直流量成比例的信息，而SW的直流值即是系统输出电压VOUT，则可以得到与Vout成比例且较为稳定的VSW_F3，通过单位增益负反馈连接形式的运放op以及R8、C4构成的RC滤波器(用于滤除高频毛刺)得到VSW_DC。分压电阻R6、R7的左右是用来产生失调电压ΔV，于是有：
[0017]
[0018]
[0019] 最后通过电压电流转换器对VSW_DC和VSW_F1做差，得到包含纹波信息的电流IOUT，送至纹波叠加模块。可以计算得到：
[0020] IOUT＝Gm·(VSW_F1-VSW_DC)+IB
[0021] 其中，电流IB用于后级叠加电路保证VFB和VRef上叠加相同的直流电平，代入VSW_DC和VSW_F1可以得到：
[0022]
[0023]
[0024] 上式中ΔI用于VFB直流电平补偿，以保证输出的精确性。由公式看出可以通过改变V-I转换器的跨导Gm的大小来改变所产生的纹波电流大小。最终将得到的包含有电感电流信息的纹波电流叠加至反馈信号VFB上。其中，ΔI用于VFB直流电平补偿，以保证输出的精确性。纹波采样电路的波形如图3所示。图2中由电阻R1～R5、电容C1～C3构成的三阶滤波网络，由分析可得三个滤波频率点分别是： 通过选取合适的参数即可得到斜率、幅度满足要求的三角波VSW_F1。
[0025] 图4(a)为VFB直流分量补偿波形示意图，反馈电压VFB的直流电平同参考电压Vref之间存在一定的失调电压ΔV，该ΔV的大小与VFB上补偿纹波大小相关，纹波越小，失调越小，将该ΔV用ΔV1表示。如图4(b)所示，如果在VFB上预先叠加一个失调电压ΔV，再用这个叠加后的值送入PWM比较器同Vref做比较，那么实际VFB的直流电平会与Vref重合，相当于系统失调ΔV被消除掉了，将该ΔV用ΔV2表示。图4(C)展示了未经过纹波补偿的实际VFB的波形，采用这种方法可以提高系统输出电压的钳位精度。通过计算可以得到：
[0026]
[0027]
[0028] 因此，只要能够将ΔV1与ΔV2设置得精确相等，就能完全消除系统的失调量ΔV。
[0029] 图5为电容充电的零状态响应波形示意图，通过该图的表达式：
[0030]
[0031] 可以推算出图2中纹波采样电路一阶滤波点随时间的电压表达式：
[0032]
[0033]
[0034]
[0035] 整合以上3个式子并结合纹波电压，可以得到：
[0036]
[0037]
[0038] 将Vripple代入ΔV1，并令ΔV1＝ΔV2，可以得到：
[0039]
[0040] 对于确定的系统，上式中占空比D和系统频率fsw都是确定的，只要设置适当的时间常数τ，即电容、电阻的大小，就能使上式成立，精确消除系统的失调量ΔV。
[0041] 本发明的有益效果是提供一种失调消除的方法，来克服传统恒定导通控制模式中，由于系统失调带来的系统稳定性等问题，提高了系统的输出电压钳位精度。
