一种单磁芯复杂波形电流传感器

摘要

本发明公开了一种单磁芯复杂波形电流传感器，包括电流探头、信号处理电路、模数转换电路和反馈控制电路；所述电流探头具有激励电流流入端、低频激励电流流出端和高频激励电流流出端；所述信号处理电路包括低通滤波器、高通滤波器、第一采样电阻和第二采样电阻；所述反馈控制电路包括单限电压比较器、双限电压比较器、或门电路、D触发器、MOSFET驱动电路和H桥逆变电路。本传感器应用信号处理电路以及反馈控制电路，能够有效地测量高频复杂电流波形。信号处理电路的作用为将高低频电流分开，从而应用不同原理对其进行测量，再通过反馈控制电路实现高低频电流的同时测量，有效地改善了电流探头的磁芯的磁饱和情况，提高了高频电流分量测量的准确度。

权利要求

1.一种单磁芯复杂波形电流传感器，其特征在于该传感器的构成包括电流探头、信号处理电路、模数转换电路和反馈控制电路；所述电流探头具有激励电流流入端、低频激励电流流出端和高频激励电流流出端；所述信号处理电路包括低通滤波器、高通滤波器、第一采样电阻和第二采样电阻；所述反馈控制电路包括单限电压比较器、双限电压比较器、或门电路、D触发器、MOSFET驱动电路和H桥逆变电路；

上述构成部分的连接方式是：所述电流探头的低频激励电流流出端与低通滤波器相连，高频激励电流流出端与高通滤波器相连，激励电流流入端与H桥逆变电路连接；所述第一采样电阻的一端接地，另一端与模数转换电路、低通滤波器、单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述第二采样电阻的一端接地，另一端与模数转换电路、高通滤波器、单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述低通滤波器与模数转换电路、单限电压比较器和双限电压比较器连接；所述高通滤波器与模数转换电路、单限电压比较器和双限电压比较器连接；所述模数转换电路与单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述或门电路与单限电压比较器、双限电压比较器和D触发器分别连接；所述D触发器与MOSFET驱动电路连接；所述MOSFET驱动电路与H桥逆变电路连接。

2.根据权利要求1所述的单磁芯复杂波形电流传感器，其特征在于：所述低通滤波器为四阶巴特沃斯有源低通滤波器；所述高通滤波器为四阶巴特沃斯有源高通滤波器；所述单限电压比较器的型号为LM360N；所述双限电压比较器的型号为LM339；所述D触发器的型号为74LS74。

3.根据权利要求1所述的单磁芯复杂波形电流传感器，其特征在于：MOSFET驱动电路与H桥逆变电路的电路构成是：第一IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器相连；第一IRS2103的引脚1和引脚4通过去耦电容C3连接供电电源；第一IRS2103的引脚6和引脚8之间连接电容C1；第一IRS2103的引脚8通过二极管D1连接供电电源；第一IRS2103的引脚5通过电阻R2连接第一SI4946的引脚4；第一IRS2103的引脚7通过电阻R1连接第一SI4946的引脚2；第一SI4946的引脚1和引脚5相连；第一SI4946的引脚8通过电容C5和供电电源相连；第一SI4946的引脚6作为输出端和电流探头相连；第一SI4946的引脚3与第二SI4946的引脚3相连，再通过电阻Rs接地；第二IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器15相连；第二IRS2103的引脚1和引脚4通过电容C4连接供电电源；第二IRS2103的引脚6和引脚8之间连接电容C2；第二IRS2103的引脚8通过二极管D2连接到供电电源上；第二IRS2103的引脚5通过限流电阻R4连接第二SI4946的引脚4；第二IRS2103的引脚7通过电阻R3连接第二SI4946的引脚2；第二SI4946的引脚1和引脚5相连；第二SI4946的引脚8通过电容C6和供电电源相连；第二SI4946的引脚6作为输出端和电流探头1相连。

说明书

一种单磁芯复杂波形电流传感器

技术领域

[0001] 本发明涉及用于测量电流的装置，具体是一种单磁芯复杂波形电流传感器。

背景技术

[0002] 电力电子技术与其实际应用需求相互促进，已得到迅猛发展。智能电网、可再生能源、电动车等新兴市场进一步促进了电力电子技术的发展。现代电力电子技术以高频化为发展方向，具有诸多优势；但随之而来的问题之一是电流检测难度的增加。高频大功率电力电子设备中往往存在复杂的电流波形，包含直流、低频交流和高达几十千赫兹以上的高频成分；同时高频电力电子装置往往运行于高温环境中。高温环境中对复杂电流波形的精确检测成为电流检测领域的一个难点问题。

[0003] 传统的电流检测装置包括分流器、电流互感器、罗氏线圈和霍尔电流传感器；现有的新型电流检测装置包括磁通门电流传感器、巨磁阻效应电流传感器和光纤传感器。霍尔电流传感器由于其原理简单和控制方便，目前在工程应用上最为广泛，但是霍尔电流传感器存在对磁场的灵敏度低，并且具有温漂和零漂比较大的缺陷。磁通门电流传感器则具有独特的磁感应能力、对施加磁场高灵敏度、高精度和小型化的特点，相比之下，磁通门电流传感器也就有了突出的研发和应用优势。文献《Battery Monitoring Current Sensors:The Fluxgate Concept》介绍了通过应用微控制器，测量磁通门电流传感器中线圈电感的饱和时间间隔和负载电流，达到测量直流电流的目的。此方法测量电流的量程较大，但带宽较小，仅适合低频和直流电流测量，不能解决中高频电流的测量。文献《Design of a Low-Consumption Fluxgate Transducer for High-Current Measurement Applications》报道利用积分反馈拓扑和高效开关管转换器研发了一种低功耗磁通门电流传感器，该传感器引入第三个磁环用以拓宽传感器测量频带。然而该传感器的不足之处在于：由于第三个环的引入，增加了电流传感器的体积，提高了成本；环形磁芯缠绕次级绕组，反馈绕组，结构复杂。文献《High-Bandwidth High-Temperature(250℃/500F)Isolated DC and AC Current Measurement:Bidirectionally Saturated Current Transformer》提出了一种基于磁通门原理的测量方法即双向饱和式磁通门原理，这一测量方法可以实现中低频电流的高温环境下的精确测量，但是复杂电流波形测量用这一方法很难实现。

发明内容

[0004] 针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种单磁芯复杂波形电流传感器。本传感器应用信号处理电路以及反馈控制电路，能够有效地测量高频复杂电流波形，被测电流波形可以包含直流、低频和高频交流电流。信号处理电路的作用为将高低频电流分开，从而应用不同原理对其进行测量，再通过反馈控制电路实现高低频电流的同时测量即对复杂电流波形的测量，有效地改善了电流探头的磁芯的磁饱和情况，提高了高频电流分量测量的准确度。

[0005] 本发明解决所述技术问题的技术方案是，一种单磁芯复杂波形电流传感器，其特征在于该传感器的构成包括电流探头、信号处理电路、模数转换电路和反馈控制电路；所述电流探头具有激励电流流入端、低频激励电流流出端和高频激励电流流出端；所述信号处理电路包括低通滤波器、高通滤波器、第一采样电阻和第二采样电阻；所述反馈控制电路包括单限电压比较器、双限电压比较器、或门电路、D触发器、MOSFET驱动电路和H桥逆变电路；

[0006] 上述构成部分的连接方式是：所述电流探头的低频激励电流流出端与低通滤波器相连，高频激励电流流出端与高通滤波器相连，激励电流流入端与H桥逆变电路连接；所述第一采样电阻的一端接地，另一端与模数转换电路、低通滤波器、单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述第二采样电阻的一端接地，另一端与模数转换电路、高通滤波器、单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述低通滤波器与模数转换电路、单限电压比较器和双限电压比较器连接；所述高通滤波器与模数转换电路、单限电压比较器和双限电压比较器连接；所述模数转换电路与单限电压比较器和双限电压比较器分别连接；所述或门电路与单限电压比较器、双限电压比较器和D触发器分别连接；所述D触发器与MOSFET驱动电路连接；所述MOSFET驱动电路与H桥逆变电路连接。

[0007] 上述一种单磁芯复杂波形电流传感器，所述低通滤波器为四阶巴特沃斯有源低通滤波器；所述高通滤波器为四阶巴特沃斯有源高通滤波器；所述单限电压比较器的型号为LM360N；所述双限电压比较器的型号为LM339；所述D触发器的型号为74LS74。

[0008] 上述一种单磁芯复杂波形电流传感器，所述MOSFET驱动电路与H桥逆变电路的电路构成是：第一IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器相连；第一IRS2103的引脚1和引脚4通过去耦电容C3连接供电电源；第一IRS2103的引脚6和引脚8之间连接电容C1；第一IRS2103的引脚8通过二极管D1连接供电电源；第一IRS2103的引脚5通过电阻R2连接第一SI4946的引脚4；第一IRS2103的引脚7通过电阻R1连接第一SI4946的引脚2；第一SI4946的引脚1和引脚5相连；第一SI4946的引脚8通过电容C5和供电电源相连；第一SI4946的引脚6作为输出端和电流探头相连；第一SI4946的引脚3与第二SI4946的引脚3相连，再通过电阻Rs接地；第二IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器15相连；第二IRS2103的引脚1和引脚4通过电容C4连接供电电源；第二IRS2103的引脚6和引脚8之间连接电容C2；第二IRS2103的引脚8通过二极管D2连接到供电电源上；第二IRS2103的引脚5通过限流电阻R4连接第二SI4946的引脚4；第二IRS2103的引脚7通过电阻R3连接第二SI4946的引脚2；第二SI4946的引脚1和引脚5相连；第二SI4946的引脚8通过电容C6和供电电源相连；第二SI4946的引脚6作为输出端和电流探头
1相连。

[0009] 与现有技术相比，本发明有益效果在于：

[0010] 1、本传感器应用信号处理电路以及反馈控制电路，能够有效地测量高频复杂电流波形，被测电流波形可以包含直流、低频和高频交流电流。信号处理电路的作用为将高低频电流分开，从而应用不同原理对其进行测量，再通过反馈控制电路实现高低频电流的同时测量即对复杂电流波形的测量，有效地改善了电流探头的磁芯的磁饱和情况，提高了高频电流分量测量的准确度。

[0011] 2、该传感器具有很好的一致性和温度稳定性。传感器基于双向饱和式磁通门原理，因而具有很好的温度稳定性。对同一被测电流多次重复试验，在全温度范围内被测电流的测量值相对误差小；在全量程下，传感器在不同温度下电流的相对误差均较小。

[0012] 3、该传感器结构紧凑，为了拓宽其测量范围及频率，在不改变原测量电路与测量探头结构的基础上，采用时间比例型磁通门原理并结合电流互感器原理实现低频小电流和高频电流测量，大大缩小了传感器的体积，适应了当前传感器小型化发展的需求。

[0013] 4、本发明采用双向饱和式磁通门原理、时间比例型磁通门原理和电流互感器原理三种基本原理，在此基础上进行改进，三种测量方法相互配合，实现宽频带、大范围、高精度、强温度稳定性的复杂电流测量。为了获得大的测量带宽，应用电流互感器原理实现高频交流电的测量，由于磁性材料的磁饱和效应常常使互感器原理的磁测量产生误差，反馈效应改善电流互感器磁芯的饱和问题。本发明在电流互感器原理处加入了高通滤波器，用以选取高频交流电。当被选择的高频交流电流过磁芯时，产生的感应电流会流过第二采样电阻，通过计算设置阈值电压用以控制磁芯的饱和程度。当第二采样电阻电压超过双向阈值中任一个时，双限电压比较器便会产生高电平，进而反馈控制电路的电流。

附图说明

[0014] 图1为本发明单磁芯复杂波形电流传感器一种实施例的整体结构示意图；

[0015] 图2为现有技术中的双向饱和式磁通门原理图；

[0016] 图3为现有技术中的双向饱和式磁通门原理中的激励电流与时间的关系图；

[0017] 图4(a)为IP＝0时，现有技术中的时间比例型磁通门原理磁芯电感值与被测电流关系图；

[0018] 图4(b)为Ip≠0时，现有技术中的时间比例型磁通门原理磁芯电感值与被测电流关系图；

[0019] 图5为现有技术中的时间比例型磁通门测量原理Ip≠0。

[0020] 图6为本发明单磁芯复杂波形电流传感器一种实施例的MOSFET驱动电路和H桥逆变电路的电路图；

[0021] 图7为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测电流及其经过分频后的高低频分量波形图；其中图7(a)被测电流波形图；图7(b)低频分量波形图；图7(c)高频分量波形图；

[0022] 图8为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测低频交流电为0.5A时测量得到的次级电流波形图；

[0023] 图9(a)为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测高频交流电无反馈电路的采样电阻电压波形图；

[0024] 图9(b)为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测高频交流电有反馈电路的采样电阻电压波形图；

[0025] 图10(a)为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测低频交流电为0A时的逆变电压输出波形图；

[0026] 图10(b)为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中被测低频交流电为0.01A时的逆变电压输出波形图；

[0027] 图11为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中在全温度量程下被测电流的相对误差图；

[0028] 图12为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1中在全量程下不同温度中被测电流的相对误差图；

[0029] 图13为本发明单磁芯复杂波形电流传感器实施例1的频率特性曲线图；(图中：1、电流探头；2、信号处理电路；3、模数转换电路；4、反馈控制电路；5、激励电流流入端；6、低频激励电流流出端；7、高频激励电流流出端；8、低通滤波器；9、高通滤波器；10、第一采样电阻；11、第二采样电阻；12、单限电压比较器；13、双限电压比较器；14、或门电路；15、D触发器；16、MOSFET驱动电路；17、H桥逆变电路)

具体实施方式

[0030] 下面将对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0031] 图1所述实施例表明，本发明一种单磁芯复杂波形电流传感器，包括电流探头1、信号处理电路2、模数转换电路(ADC)3和反馈控制电路4；所述电流探头1具有反馈控制电路4反馈后激励电流的流入端5(简称激励电流流入端5)、流入低通滤波器8的激励电流流出端6(简称低频激励电流流出端6)和流入高通滤波器9的激励电流流出端7(简称高频激励电流流出端7)；所述信号处理电路2包括低通滤波器(LPF)8、高通滤波器(HPF)9、第一采样电阻10和第二采样电阻11；所述反馈控制电路包括单限电压比较器12、双限电压比较器13、或门电路14、D触发器15、MOSFET驱动电路16和H桥逆变电路17；

[0032] 所述电流探头1的低频激励电流流出端6与低通滤波器8相连，高频激励电流流出端7与高通滤波器9相连，激励电流流入端5与H桥逆变电路17连接；所述第一采样电阻10的一端接地，另一端与模数转换电路3、低通滤波器8、单限电压比较器12和双限电压比较器13分别连接；所述第二采样电阻11的一端接地，另一端与模数转换电路3、高通滤波器9、单限电压比较器12和双限电压比较器13分别连接；所述低通滤波器8与模数转换电路3、单限电压比较器12和双限电压比较器13连接；所述高通滤波器9与模数转换电路3、单限电压比较器12和双限电压比较器13连接；所述模数转换电路3与单限电压比较器12和双限电压比较器13分别连接；所述或门电路14与单限电压比较器12、双限电压比较器13和D触发器15分别连接；所述D触发器15与MOSFET驱动电路16连接；所述MOSFET驱动电路16与H桥逆变电路17连接。

[0033] 在图1中，所述低通滤波器8为四阶巴特沃斯有源低通滤波器；所述高通滤波器9为四阶巴特沃斯有源高通滤波器；所述单限电压比较器12的型号为LM360N，用于低频分量测量；所述双限电压比较器13的型号为LM339，用于高频分量测量；所述D触发器15的型号为74LS74。

[0034] 本发明单磁芯复杂波形电流传感器的工作原理和工作过程是：当被测电流穿过电流探头1的初级线圈时，电流探头1的磁芯会被被测电流磁化，因此会在电流探头1的次级线圈中产生感应电流(初级线圈是指被测电流流过的线圈，而次级线圈是磁芯感应得到的电流流过的线圈)。由于被测电流中既包含高频分量也包含低频分量，那么对应就会产生相应频率的感应电流，低频分量则会被低通滤波器8选择，而高频分量会通过高通滤波器9。此时次级线圈中感应出的低频电流便会流过第一采样电阻10，当磁芯饱和时，由于磁芯磁性材料的磁导率降低接近0，次级电流便会增大，从而第一采样电阻10上的采样电压大于单限电压比较器12上的阈值电压。或门电路14输出高电平触发D触发器15的时钟端，D触发器15输出发生转换，进而H桥逆变电路17开关状态发生改变。此时次级电流is的方向发生改变，从而使磁芯退饱和。被测电流感应的电流中的高频分量通过高通滤波器9，同样地，当磁芯饱和至预设情形时，第二采样电阻11电压增大至大于双限电压比较器13的预设电压，这时双限电压比较器13便会产生高电平进而控制H桥逆变电路17的开关状态(与低频侧工作过程相同)。

[0035] 图2和图3显示，现有技术中的双向饱和式磁通门原理将被测电流使磁芯到达磁感应强度为零的电流作为传感器输出信号。Hp为被测电流ip在磁芯中产生的磁场强度，那么得到Hp的值便可以通过安培定律Hl＝Ni得到ip的值。从图2中可以看出，ΔH1代表Hp与-Hc的差值，ΔH2代表Hp与Hc的差值。由于Hp为ΔH1，ΔH2的平均值，因此可以得到被测电流：ip＝Ns*(is1+is2)/2*Np。所以只需记录磁芯的磁感应强度为0时即磁芯的磁场强度为-Hc、Hc时的电流值，即可得到被测电流，即对应图3中的t2时刻与t6时刻。这一测量策略的被测电流关系式中没有与温度相关的量，因此适用于高温环境下对电流的测量。另外该策略需要被测的数据少，处理电路简单，减小了测量探头的整体体积，易于实现传感器的小型化。

[0036] 图4和图5显示，双向饱和型磁通门测量原理测量电流的最小值ipmin要使磁芯能够饱和，这样这一原理才能正常工作。但是如果当被测电流值小于ipmin时，那么本发明应用另一种测量原理对低频小电流进行测量，即时间比例型磁通门原理。时间比例型磁通门原理采用感应电势正负波形的时间作为传感器的输出信号。

[0037] 当被测电流幅值及频率较小时，磁芯可以采用分段线性磁化曲线模型分析激磁回路的工作过程。这时磁芯可以看做为一个可变电感，电感值可被定义为励磁电流i的函数。对于在+Hs与-Hs之间变化的磁场值，磁芯不饱和，所以用公知的方程(1)表示B(H)：

[0038] B(H)＝μ0·μr·H            (1)

[0039] 其中，μ0为真空磁导率，μr为磁芯材料的相对磁导率。通过磁路的几何参数以及匝数N可确定磁芯中磁链ψ与被测电流ip之间的关系。

[0040]

[0041] Ψ＝Φ·N＝B·S·N               (3)

[0042] 通过将(2)代入(1)，我们可得到：

[0043]

[0044] 将(3)代入(4)，我们得到：

[0045]

[0046] 因此可以得到磁链ψ与励磁电流i之间的关系：

[0047]

[0048] 通过推导，公式(6)作为电流i的函数，因此我们可以得到当磁芯未达到磁饱和时，其磁导率为μ，此时激磁绕组电感量L为：

[0049]

[0050] 式中S代表磁芯有效截面积，l为磁芯的平均磁路长度，N为激励线圈匝数，μ0、μr分别代表真空磁导率和磁芯的相对磁导率。当被测电流ip小于使磁芯饱和的饱和电流ipmin时，电感值为一较大的值Lf；当被测电流ip大于ipmin时，电感值Le接近于0，如图4(a)所示，电感值Lf是Le的μr倍。以下，我们将假设电感饱和时的电感值Le为零。通过将正电流施加于初级导体，特性L(i)偏移到左侧，在负初级电流的情况下，该特性将向右侧偏移。该偏移量与初级电流大小相关，并且如以下所证明的，理论上与初级电流成比例。

[0051] 由图5可得出被测电流ip的表达式：

[0052]

[0053] 式中Bs表示饱和磁感应强度，与磁芯材料性质有关。从式中可以看出，被测电流ip的值只与磁芯性质及使磁芯饱和的上升下降时间有关，式中没有与温度相关的被测量，因此该传感器可测量温度区间较大，适合高温场合应用。

[0054] 图6所述实施例表明，所述MOSFET驱动电路16是由芯片IRS2103及其外部电路构成；所述H桥逆变电路17是由芯片SI4946及其外部构成；所述MOSFET驱动电路16与H桥逆变电路17的电路构成是：第一IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器15相连；第一IRS2103的引脚1和引脚4通过去耦电容C3连接供电电源(15V直流电源)；第一IRS2103的引脚6和引脚8之间连接自举电容C1；第一IRS2103的引脚8通过二极管D1连接到供电电源上；第一IRS2103的引脚5通过限流电阻R2连接第一SI4946的引脚4；第一IRS2103的引脚7通过限流电阻R1连接第一SI4946的引脚2；第一SI4946的引脚1和引脚5相连；第一SI4946的引脚8通过去耦电容C5和供电电源相连；第一SI4946的引脚6作为输出端和电流探头1相连；第一SI4946的引脚3与第二SI4946的引脚3相连，再通过限流电阻Rs接地；第二IRS2103的引脚2和引脚3与D触发器
15相连；第二IRS2103的引脚1和引脚4通过去耦电容C4连接供电电源；第二IRS2103的引脚6和引脚8之间连接自举电容C2；第二IRS2103的引脚8通过二极管D2连接到供电电源上；第二IRS2103的引脚5通过限流电阻R4连接第二SI4946的引脚4；第二IRS2103的引脚7通过限流电阻R3连接第二SI4946的引脚2；第二SI4946的引脚1和引脚5相连；第二SI4946的引脚8通过去耦电容C6和供电电源相连；第二SI4946的引脚6作为输出端和电流探头1相连。

[0055] 在图6中，去耦电容C3、C4、C5和C6的电容值均为0.1uF；自举电容C1和C2的电容值均为15nF；限流电阻R1、R2、R3和R4的阻值均为20Ω；二极管D1和D2的型号均为1N4007。

[0056] 实施例1

[0057] 本实施例一种单磁芯复杂波形电流传感器的构成如图1所示，其中电流探头1的初级线圈匝数为1匝，次级线圈匝数为50匝。电流探头1的磁芯所用的材料为超微晶软磁材料，其饱和磁通密度为Bs＝1.2T，矫顽力Hc<5A/m，饱和磁致伸缩系数为S＝10-8～10-6，磁导率为30000～80000H/m，环形磁芯的内径为5.1mm、外径为11.2mm和高为5.8mm。绕组所用的材质均为漆包线，直径为0.38mm。

[0058] 所述低通滤波器8为四阶巴特沃斯有源低通滤波器；所述高通滤波器9为四阶巴特沃斯有源高通滤波器；低通滤波器8和高通滤波器9的截止频率均为500Hz。其中单限电压比较器12和双限电压比较器13分别用于低频分量测量及高频分量测量。

[0059] 本发明实施例的具体工作原理和工作过程是：当被测电流(如图7a所示)穿过电流探头1的磁芯中心时，磁芯会被被测电流磁化，因此会在次级线圈中产生感应电流。由于被测电流中既包含高频分量也包含低频分量，那么对应就会产生相应频率的感应电流，低频分量(如图7b)则会被低通滤波器8选择，而高频分量(如图7c)会通过高通滤波器9。此时次级线圈中感应出的低频电流便会流过第一采样电阻10，当磁芯饱和时，由于磁芯磁性材料的磁导率降低接近0，次级电流便会增大，从而第一采样电阻10上的采样电压大于单限电压比较器上12的阈值电压。或门电路14输出高电平触发D触发器15的时钟端，D触发器15输出发生转换，进而H桥逆变电路16开关状态发生改变。此时次级电流is的方向发生改变，从而使磁芯退饱和，所得次级电流is波形如图8所示。被测电流感应的电流中的高频分量通过高通滤波器9，同样地，当磁芯饱和至预设情形时，第二采样电阻11电压增大至大于双限电压比较器13的预设电压，这时双限电压比较器13便会产生高电平进而控制H桥逆变电路17的开关状态(与低频侧工作过程相同)。

[0060] 图9所示为本实施例的高频分量经过测量后采样电阻上电压波形，可以看到由于反馈控制电路4的加入，此电压波形得到改善。图9(a)表示没有引入反馈控制电路4时的采样电阻11上的电压波形，图9(b)表示引入反馈控制电路4后的采样电阻11上的电压波形。

[0061] 图10(a)为本实施例的无被测电流时逆变电压输出波形，因为无被测电流，所以由反馈控制电路4控制的全桥逆变器17的输出为正负对称的波形；图10(b)为本实施例的0.01A直流电流流经被测电路时，逆变电压输出波形，符合时间比例型磁通门测量原理。因为引入了被测电流，导致磁探头1中的磁通饱和发生了变化，由反馈控制电路4控制的全桥逆变器17的输出变为了正负不对称的波形，印证了时间比例型磁通门的测量原理。

[0062] 本实施例在不同温度条件下对同一组被测电流进行了测量，实验结果如图11所示。从图11可以看出，在0℃到120℃范围内被测电流的测量值在0.2％范围内浮动，符合测量探头的误差变化范围。这一实验证明了测量探头的确具有良好的温度特性。

[0063] 图12为本实施例的传感器在不同温度环境内工作，对电流进行测量得出的测量相对误差。从图12中可以看出在全量程下，传感器在25℃及120℃情况下电流的相对误差均小于0.5％。这一测量结果说明传感器温度稳定性高，适用于高温条件工作。这一测量结果同时还验证了电流探头可工作的最高温度。

[0064] 本实施例为了得到所设计的电流传感器的频带宽度，对不同频率下的电流进行了测量。复杂波形中的直流及低频分量的测量应用双向饱和式磁通门原理，中频和高频分量则应用互感器原理。最后得出传感器的频率特性曲线如图13所示，被测电流频率在0至30kHz时，测量相对误差几乎为零。从图中可以看出，本实施例的测量带宽为50kHz。

[0065] 本发明未述及之处适用于现有技术。