一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路

摘要

本发明提供了一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，包括输入电压检测单元、电压比较检测回滞单元、电流环路单元、PWM主控单元和输出电流检测单元；PWM主控单元和输入电压检测单元接收直流输入电压；电压比较检测回滞单元将输出信号通过隔离光耦开关式传递给电流环路单元；电路环路单元将输出信号通过隔离光耦线性式的传递给PWM主控单元；输出电流检测单元采集输出回路的输出电流，将其输入至电流环路单元。与现有技术相比，本发明提供的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，能够实现输入电压过低时对输出限功率控制，有效保护电源变换装置低压侧的主功率开关器件和电路，提高电源变换装置的安全性和可靠性。

权利要求

1.一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，所述电源变换装置的输入侧包括直流输入端和主功率开关管，输出侧包括变压器和输出回路，所述主功率开关管、变压器和输出回路顺次连接，其特征在于，所述降功率输出电路包括输入电压检测单元、电压比较检测回滞单元、电流环路单元、PWM主控单元和输出电流检测单元；

所述输入电压检测单元的输入端与所述直流输入端连接，其输出端、电压比较检测回滞单元、电流环路单元和PWM主控单元顺次连接；

所述PWM主控单元的另一个输入端与所述直流输入端连接，其输出端与所述主功率开关管连接；

所述输出电流检测单元的输入端与输出回路连接，输出端与所述电流环路单元连接；

所述电压比较检测回滞单元包括顺次连接的信号比较电路、二极管和第一光耦隔离电路；

所述信号比较电路包括第一运算放大器，其反向输入端与所述输入电压检测单元连接，接收所述直流输入端的直流输入电压；其同相输入端接收电压阈值信号，其输出端与所述二极管的阳极连接；

所述第一光耦隔离电路的原边与所述二极管的阴极连接，副边与所述电流环路单元连接；

所述电压比较检测回滞单元比较所述直流输入电压和电压阈值，若所述直流输入电压小于或等于电压阈值，第一运算放大器输出高电平，二极管和第一光耦隔离电路的原边顺次导通，所述第一光耦隔离电路的副边向所述电流环路单元输出比较点控制信号；

所述电流环路单元包括参考信号端、电流反馈信号端和COMP信号端，以及稳压电路、分压电路、滤波电路和PI调节电路；所述PI调节电路包括第二运算放大器；

所述稳压电路、分压电路和滤波电路顺次连接，所述滤波电路的一条支路与所述第二运算放大器的同相输入端连接，一条支路与其反相输入端连接；

所述参考信号端设置在所述稳压电路与分压电路之间，用于接收参考电压信号；所述电流反馈信号端与所述同相输入端连接，接收所述输出电流检测单元的输出信号；

所述COMP信号端通过二极管与所述第二运算放大器的输出端连接，所述二极管的阴极与所述输出端连接；

所述电压比较检测回滞单元中第一光耦隔离电路的副边接入所述滤波电路与反向输入端之间；

所述PWM主控单元包括COMP信号接收端、第二光耦隔离电路和脉宽调制电路；所述脉宽调制电路包括SG2525A或3525A芯片；

所述第二光耦隔离电路的原边一端接高电平，一端通过二极管接地，该二极管阳极接地；所述第二光耦隔离电路与所述SG2525A或3525A芯片连接；

所述COMP信号接收端与所述二极管的阴极连接，用于接收所述电流环路单元中COMP信号端输出的COMP信号。

2.如权利要求1所述的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，其特征在于，所述输入电压检测单元，用于采集所述直流输入端的直流输入电压，并将其发送至所述电压比较检测回滞单元；

所述输出电流检测单元，用于采集所述输出回路的输出电流，并将其发送至所述电流环路单元；

所述电压比较检测回滞单元，比较所述直流输入电压和电压阈值，向所述电流环路单元输出比较点控制信号；

所述电流环路单元，依据所述比较点控制信号和所述输出电流检测单元的输出信号向所述PWM主控单元输出COMP信号；

所述PWM主控单元，依据所述COMP信号调整PWM调制脉冲占空比，并向主功率开关管输出PWM调制脉冲；所述主功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下改变额定输出电流，进而改变所述电源变换装置中输出侧的输出功率和输入侧的输入功率。

3.如权利要求1所述的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，其特征在于，所述稳压电路包括并联的稳压器件和第一电容，所述稳压器件的一端接地；

所述分压电路包括串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻；所述第二电阻和第三电阻组成的串联支路两端并联第二电容，所述第三电阻并联滑动变阻器；所述第一电阻、第二电阻和第三电阻组成的串联支路与所述稳压器件并联；所述参考信号端设置在所述第一电阻与稳压器件之间；

所述滤波电路包括第四电阻和第三电容；所述第四电阻的一端连接于第一电阻与第二电阻之间，另一端通过所述第三电容接地；

所述第二运算放大器的同相输入端包括两条支路，一条所述支路顺次通过第五电阻和第六电阻接入所述第四电阻与第三电容之间，另一条所述支路顺次通过第七电阻、第八电阻、第九电阻和第四电容接地；所述电流反馈信号端设置在所述第九电阻与第四电容之间；

所述第二运算放大器的反向输入端包括两条支路，一条所述支路通过第十电阻接地，另一条所述支路顺次通过第十一电阻和第十二电阻接入所述第四电阻与第三电容之间；所述第一光耦隔离电路的副边并联在所述第十一电阻和第十二电阻组成的串联支路两端；

所述第二运算放大器的输出端、第一二极管、第二二极管和第十四电阻顺次连接；所述COMP信号端设置在所述第十四电阻的另一端；

所述PI调节电路还包括第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容和第十三电阻；

所述第五电容并联在所述第二运算放大器同相输入端和反相输入端之间；所述第六电容的一端连接于第七电阻与第八电阻之间，另一端接地；所述第七电容并联在所述第二运算放大器反相输入端与输出端之间；所述第八电容与第九电容并联后与第十三电阻串联，组成的串联支路与第七电容并联。

说明书

一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路

技术领域

[0001] 本发明涉及车载高压超级电容的电源变换装置控制技术领域，具体涉及一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路。

背景技术

[0002] 超级电容器由于其充电时间短、使用寿命长、温度特性好、节约能源和绿色环保等特点被广泛应用，如用作车辆启动电源，启动效率和可靠性都比传统的蓄电池高，用作车辆的牵引能源可以生产电动汽车、替代传统的内燃机、改造现有的无轨电车。车载高压超级电容能够提供高压直流，其内部的电源变换装置可以实现低压向高压的转换。但是，当电源变换装置的输入电压低于低压阈值时，如果保持电源变换装置的高压输出功率不变，会导致电源变换装置低压输入端的主功率开关管工作电流变大，进而如果输入电压持续降低，最终会导致电源变换装置低压输入端的主功率开关管因长时间过流发热而损坏。例如电源变换装置用于实现从低压28V向高压270V的转换，电源变换装置的低压输入阈值为20V，车辆低压输入电压的范围为22-30V，则车辆低压输入电压低于20V时如果保持电源变换装置的高压输出功率不变，会导致电源变换装置低压输入端的主功率开关管工作电流变大，进而如果输入电压持续降低，最终会导致电源变换装置低压输入端的主功率开关管因长时间过流发热而损坏。

发明内容

[0003] 为了实现车辆低压输入电压低于电源变换装置的低压输入阈值时对电源变换装置低压输入端的主功率器件和电压进行过流保护，提高电源变换装置的安全性和可靠性，本发明提供了一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路。

[0004] 本发明的技术方案是：

[0005] 所述电源变换装置的输入侧包括直流输入端和主功率开关管，输出侧包括变压器和输出回路，所述主功率开关管、变压器和输出回路顺次连接，所述降功率输出电路包括输入电压检测单元、电压比较检测回滞单元、电流环路单元、PWM主控单元和输出电流检测单元；

[0006] 所述输入电压检测单元的输入端与所述直流输入端连接，其输出端、电压比较检测回滞单元、电流环路单元和PWM主控单元顺次连接；

[0007] 所述PWM主控单元的另一个输入端与所述直流输入端连接，其输出端与所述主功率开关管连接；

[0008] 所述输出电流检测单元的输入端与输出回路连接，输出端与所述电流环路单元连接。

[0009] 本发明进一步提供的优选技术方案为：

[0010] 所述输入电压检测单元，用于采集所述直流输入端的直流输入电压，并将其发送至所述比较检测回滞单元；

[0011] 所述输出电流检测单元，用于采集所述输出回路的输出电流，并将其发送至所述电流环路单元；

[0012] 所述电压比较检测回滞单元，比较所述直流输入电压和电压阈值，依据比较结果向所述电流环路单元输出比较点控制信号；

[0013] 所述电流环路单元，依据所述比较点控制信号和所述输出电流检测单元的输出信号向所述PWM主控单元输出COMP信号；

[0014] 所述PWM主控单元，依据所述COMP信号判断是否调整PWM调制脉冲占空比，并向主功率开关管输出PWM调制脉冲；所述主功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下改变额定输出电流，进而改变所述电源变换装置中输出侧的输出功率和输入侧的输入功率。

[0015] 本发明进一步提供的优选技术方案为：所述电压比较检测回滞单元包括顺次连接的信号比较电路、二极管和第一光耦隔离电路；

[0016] 所述信号比较电路包括第一运算放大器，其反向输入端与所述输入电压检测单元连接，接收所述直流输入端的直流输入电压；其同相输入端接收电压阈值信号，其输出端与所述二极管的阳极连接；

[0017] 所述第一光耦隔离电路的原边与所述二极管的阴极连接，副边与所述电流环路单元连接。

[0018] 本发明进一步提供的优选技术方案为：所述电压比较检测回滞单元比较所述直流输入电压和电压阈值，若所述直流输入电压小于或等于电压阈值，第一运算放大器输出高电平，二极管和第一光耦隔离电路的原边顺次导通，所述第一光耦隔离电路的副边向所述电流环路单元输出比较点控制信号。

[0019] 本发明进一步提供的优选技术方案为：所述电流环路单元包括参考信号端、电流反馈信号端和COMP信号端，以及稳压电路、分压电路、滤波电路和PI调节电路；所述PI调节电路包括第二运算放大器；

[0020] 所述稳压电路、分压电路和滤波电路顺次连接，所述滤波电路的一条支路与所述第二运算放大器的同相输入端连接，一条支路与其反相输入端连接；

[0021] 所述参考信号端设置在所述稳压电路与分压电路之间，用于接收参考电压信号；

[0022] 所述电流反馈信号端与所述同相输入端连接，接收所述输出电流检测回路的输出信号；

[0023] 所述COMP信号端通过二极管与所述运算放大器的输出端连接，所述二极管的阴极与所述输出端连接；

[0024] 所述电压比较检测回滞单元中第一光耦隔离电路的副边接入所述滤波电路与反向输入端之间。

[0025] 本发明进一步提供的优选技术方案为：

[0026] 所述稳压电路包括并联的稳压器件和第一电容，所述稳压器件的一端接地；

[0027] 所述分压电路包括串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻；所述第二电阻和第三电阻组成的串联支路两端并联第二电容，所述第三电阻并联滑动变阻器；所述第一电阻、第二电阻和第三电阻组成的串联支路与所述稳压器件并联；所述参考信号端设置在所述第一电阻与稳压器件之间；

[0028] 所述滤波电路包括第四电阻和第三电容；所述第四电阻的一端连接于第一电阻与第二电阻之间，另一端通过所述第三电容接地；

[0029] 所述第二运算放大器的同相输入端包括两条支路，一条所述支路顺次通过第五电阻和第六电阻接入所述第四电阻与第三电容之间，另一条所述支路顺次通过第七电阻、第八电阻、第九电阻和第四电容接地；所述电流反馈信号端设置在所述第九电阻与第四电容之间；

[0030] 所述第二运算放大器的反向输入端包括两条支路，一条所述支路通过第十电阻接地，另一条所述支路顺次通过第十一电阻和第十二电阻接入所述第四电阻与第三电容之间；所述第一光耦隔离电路的副边并联在所述第十一电阻和第十二电阻组成的串联支路两端；

[0031] 所述第二运算放大器的输出端、第一二极管、第二二极管和第十四电阻顺次连接；所述COMP信号端设置在所述第十四电阻的另一端；

[0032] 所述PI调节电路还包括第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容和第十三电阻；所述第五电容并联在所述同相输入端和反相输入端之间；所述第六电容的一端连接于第七电阻与第八电阻之间，另一端接地；所述第七电容并联在所述反相输入端与输出端之间；所述第八电容与第九电容并联后与第十三电阻串联，组成的串联支路与第七电容并联。

[0033] 本发明进一步提供的优选技术方案为：所述PWM主控单元包括COMP信号接收端、第二光耦隔离电路和脉宽调制电路；所述脉宽调制电路包括SG2525A/3525A芯片；

[0034] 所述第二光耦隔离电路的原边一端接高电平，一端通过二极管接地，该二极管阳极接地；所述第二光耦隔离电路与所述SG2525A/3525A芯片连接；

[0035] 所述COMP信号接收端与所述二极管的阴极连接，用于接收所述电流环路单元中COMP信号端输出的COMP信号。

[0036] 与最接近的现有技术相比，本发明的有益效果是：

[0037] 本发明提供的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，能够实现输入电压过低时对输出限功率控制，进行过流保护，有效保护电源变换装置低压侧的主功率开关器件和电路，提高电源变换装置的安全性和可靠性，从而保证高压超级电容能够稳定输出高压电能。

附图说明

[0038] 图1：本发明实施例中一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路结构示意图；

[0039] 图2：本发明实施例中输入检测单元电路图；

[0040] 图3：本发明实施例中电流检测单元电路图；

[0041] 图4：本发明实施例中比较检测回滞单元电路图；

[0042] 图5：本发明实施例中电流环路单元电路图；

[0043] 图6：本发明实施例中PWM主控单元电路图；

[0044] 图7：本发明实施例中SG2525A/3525A芯片引脚示意图；

[0045] 其中，101：输入检测单元；102：比较检测回滞单元；:103：电流环路单元；104：PWM主控单元；105：电流检测单元。

具体实施方式

[0046] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0047] 下面分别结合附图，对本发明实施例提供的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路进行说明。本发明中用于高压超级电容的电源变换装置的输入侧包括直流输入端和主功率开关管，输出侧包括变压器和输出回路，主功率开关管、变压器和输出回路顺次连接。输入侧用于调整直流输入电压，输出侧将输入侧输出的低电压调整为工况需要的高电压。

[0048] 图1为本发明实施例中一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路结构示意图，如图所示，本实施例中降功率输出电路包括输入电压检测单元101、电压比较检测回滞单元102、电流环路单元103、PWM主控单元104和输出电流检测单元105。其中，[0049] 1、降功率输出电路内各单元的连接关系为：

[0050] 输入电压检测单元101的输入端与直流输入端连接，输入电压检测单元101的输出端、电压比较检测回滞单元102、电流环路单元103和PWM主控单元104顺次连接；

[0051] PWM主控单元104的另一个输入端与直流输入端连接，PWM主控单元104输出端与主功率开关管连接；

[0052] 输出电流检测单元105的输入端与输出回路连接，输出端与电流环路单元103连接。

[0053] 2、降功率输出电路内各单元的主要作用为：

[0054] 输入电压检测单元101，用于采集直流输入端的直流输入电压，并将其发送至电压比较检测回滞单元102；

[0055] 输出电流检测单元105，用于采集输出回路的输出电流，并将其发送至电流环路单元103；

[0056] 电压比较检测回滞单元102，比较直流输入电压和电压阈值，依据比较结果向电流环路单元103输出比较点控制信号；

[0057] 电流环路单元103，依据比较点控制信号和输出电流检测单元105的输出信号向PWM主控单元104输出COMP信号；

[0058] PWM主控单元104，依据COMP信号判断是否调整PWM调制脉冲占空比，并向主功率开关管输出PWM调制脉冲；主功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下改变额定输出电流，进而改变电源变换装置中输出侧的输出功率和输入侧的输入功率。若PWM主控单元104依据COMP信号调整PWM调制脉冲的占空比降低，则功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下输出的额定输出电流变小，进而电源变换装置中输出侧的输出功率和输入侧的输入功率降低。

[0059] 下面对本发明中降功率输出电路内各单元进行具体说明。

[0060] 一、输入电压检测单元101

[0061] 图2为本发明实施例中输入检测单元电路图，如图所示，本实施例中输入电压检测单元101包括电阻R143、电阻R144、电容C85和电容C84。电阻R143和电阻R144串联，电阻R143的另一端接输入电源，电阻R144的另一端接地，电容C85并联在电阻R143和电阻R144组成的串联支路两端，电容C84与电阻R144并联。输入检测单元101的输出端VIN-VOLTAGE设置在电阻R143和电阻R144之间。

[0062] 二、电压比较检测回滞单元

[0063] 本发明中电压比较检测回滞单元102包括顺次连接的信号比较电路、二极管和第一光耦隔离电路。其中，信号比较电路包括第一运算放大器，其反向输入端与输入检测单元101连接，接收直流输入端的直流输入电压；其同相输入端接收电压阈值信号，其输出端与二极管的阳极连接；第一光耦隔离电路的原边与二极管的阴极连接，副边与电流环路单元
103连接。

[0064] 本发明中电压比较检测回滞单元102比较直流输入电压和电压阈值，若直流输入电压小于或等于电压阈值，第一运算放大器输出高电平，二极管和第一光耦隔离电路的原边顺次导通，所述第一光耦隔离电路的副边向电流环路单元103输出比较点控制信号。

[0065] 图4为本发明实施例中电压比较检测回滞单元电路图，如图所示，本实施例中信号比较电路包括第一运算放大器U21-B，其6引脚与输入检测单元101的输出端VIN-VOLTAGE连接，接收该输出端VIN-VOLTAGE输出的直流输入电压，其5引脚接收电压阈值REF1，其7引脚与二极管D14的阳极连接，二极管D14的阴极与第一光耦隔离电路的原边Q15-B连接，第一光耦隔离电路的副边Q15-A与电流环路单元103连接。

[0066] 当直流输入电压小于或等于电压阈值，即引脚6的值小于引脚5的值时，引脚7输出高电位，二极管D14和第一光耦隔离电路均导通。第一光耦隔离电路的副边Q15-A的P2/P3脚与图5所示的电流环路单元中的P2/P3脚一一对应连接，向电流环路单元输出比较点控制信号。

[0067] 三、电流环路单元

[0068] 本发明中电流环路单元103包括参考信号端、电流反馈信号端和COMP信号端，以及稳压电路、分压电路、滤波电路和PI调节电路。其中，

[0069] PI调节电路包括第二运算放大器；稳压电路、分压电路和滤波电路顺次连接，滤波电路的一条支路与第二运算放大器的同相输入端连接，一条支路与其反相输入端连接；

[0070] 参考信号端设置在稳压电路与分压电路之间，用于接收参考电压信号；

[0071] 电流反馈信号端与同相输入端连接，接收输出电流检测回路105的输出信号；

[0072] COMP信号端通过二极管与第二运算放大器的输出端连接，二极管的阴极与输出端连接；

[0073] 比较检测回滞单元102中第一光耦隔离电路的副边接入滤波电路与反向输入端之间。

[0074] 图5为本发明实施例中电流环路单元电路图，如图所示，本实施例中：

[0075] (1)稳压电路包括并联的稳压器件U3和第一电容C60，稳压器件U3为可控稳压器件，其一端接地。

[0076] (2)分压电路包括串联的第一电阻R102、第二电阻R100和第三电阻R101；第二电阻R100和第三电阻R101组成的串联支路两端并联第二电容C61，第三电阻R101并联滑动变阻器RW2；第一电阻R102、第二电阻R100和第三电阻R101组成的串联支路与稳压器件U3并联；参考信号端REF5设置在第一电阻R102与稳压器件U3之间。

[0077] (3)滤波电路包括第四电阻R98和第三电容C59；第四电阻R98的一端连接于第一电阻R102与第二电阻R100之间，另一端通过第三电容C59接地。

[0078] (4)PI调节电路

[0079] 第二运算放大器的同相输入端5包括两条支路，一条支路顺次通过第五电阻R74和第六电阻R75接入第四电阻R98与第三电容C59之间，另一条支路顺次通过第七电阻R71、第八电阻R72、第九电阻R73和第四电容C53接地；电流反馈信号端IO-设置在第九电阻R73与第四电容C53之间。

[0080] 第二运算放大器的反向输入端6包括两条支路，一条支路通过第十电阻R76接地，另一条支路顺次通过第十一电阻R83和第十二电阻R82接入第四电阻R98与第三电容C59之间；第一光耦隔离电路的副边Q15-A并联在第十一电阻R83和第十二电阻R82组成的串联支路两端。

[0081] 第二运算放大器的输出端7、第一二极管D15、第二二极管D45和第十四电阻R78顺次连接；COMP信号端设置在第十四电阻R78的另一端。

[0082] PI调节电路还包括第五电容C68、第六电容C110、第七电容C54、第八电容C55、第九电容C56和第十三电阻R77；第五电容C68并联在同相输入端5和反相输入端6之间；第六电容C110的一端连接于第七电阻R71与第八电阻R72之间，另一端接地；第七电容C54并联在反相输入端6与输出端7之间；第八电容C55与第九电容C56并联后与第十三电阻R77串联，组成的串联支路与第七电容C54并联。

[0083] 如图所示，本实施例中随着电流反馈信号端IO-接收的电流增加，电流反馈信号端IO-处为负电压，逐渐降低引脚5处的正电压的电位，当引脚5的电压值等于或者小于引脚6的电压值时，PI调节电路开始进行PI反馈调节，进入恒流工作状态，引脚7输出固定值。

[0084] 本发明中电流环路单元103的工作过程为：

[0085] 电流环路单元103工作在恒流状态时，其第二运算放大器的输出端线性输出一个控制信号，进而使得PWM主控单元的第二光耦隔离电路导通，控制脉冲调制电路输出PWM调制脉冲。基于直流输入电压的不同，电流环路单元103的工作状态可以包含下述两种情况：

[0086] 1、电源变换装置的直流输入电压大于电压阈值时，第二运算放大器的反向输入端6的参考电压值不改变，进而COMP信号端输出的COMP信号的电压值不改变，即第二光耦隔离电路处于浅导通状态，控制脉冲调制芯片输出PWM脉冲信号。

[0087] 2、电源变换装置的直流输入电压小于或等于电压阈值时，第二运算放大器的反向输入端6的参考电压值升高，进而COMP信号端输出的COMP信号的电压值降低，即第二光耦隔离电路处于深导通状态，控制脉冲调制电路输出PWM调制脉冲，此时PWM调制脉冲的占空比小于第一工作状态时脉冲调制电路输出的PWM调制脉冲的占空比，进而使得主功率开关管的额定输出电流变小，电源变换装置的输出功率和输入功率降低。

[0088] 四、PWM主控单元

[0089] 本发明中PWM主控单元包括COMP信号接收端、第二光耦隔离电路和脉宽调制电路。其中，

[0090] 脉宽调制电路包括SG2525A/3525A芯片；第二光耦隔离电路的原边一端接高电平，一端通过二极管接地，该二极管阳极接地；第二光耦隔离电路与SG2525A/3525A芯片连接。

[0091] COMP信号接收端与二极管的阴极连接，用于接收电流环路单元103中COMP信号端输出的COMP信号。

[0092] 图6为本发明实施例中PWM主控单元电路图，如图所示，本实施例中：

[0093] (1)第二光耦隔离电路包括原边Q13-B和副边Q13-A。副边Q13-A与脉宽调制电路连接。原边Q13-B的一端接高电位，另一端顺次通过电阻R49和二极管D13接地，二极管D13的阳极接地。原边Q13-B的两端并联有电阻R177，原边Q13-B、电阻R49和二极管D13组成的串联支路两端并联有电容C65。

[0094] COMP信号接收端设置在电阻R49和二极管D13之间，第二信号接收端与二极管D13的阳极连接。

[0095] (2)脉宽调制电路

[0096] 如图所示，SG2525A/3525A芯片的引脚3与副边Q13-A连接，引脚15和引脚11为脉冲输出引脚。

[0097] 本发明中PWM主控单元104的工作过程为：

[0098] COMP信号接收端接收到电流环路单元103输出的COMP信号后，第二光耦隔离电路导通；脉宽调制电路依据副边电压输出PWM调制脉冲，主功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下输出额定电流。

[0099] 当电源变换装置的直流输入电压小于或等于电压阈值，第二光耦隔离电路的副边电压降低，脉宽调制电路输出的PWM调制脉冲的占空比变小，主功率开关管在该PWM调制脉冲的控制下输出的额定输出电流变小，进而电源变换装置的输入功率和输出功率降低。

[0100] 如图所示，第二光耦隔离电路中原边Q13-B的电流升高，则副边Q13-A电压减小，即引脚3的输入电压减小，进而引脚15和引脚11输出PWM调制脉冲的占空比减小，主动率开关管按照占空比减小后的PWM调制脉冲工作输出的额定输出电流降低，电源变换装置的输入功率降低，从而保护输入侧的电路器件正常工作，电源变换装置稳定输出270V电压。

[0101] 图7为本发明实施例中SG2525A/3525A芯片的各引脚示意图，如图6和7所示：

[0102] 引脚1：反相输入端误，差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载而定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器的共模输入电压范围为1.5～5.2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。

[0103] 引脚2：非反相输入端，此段通常接到基准电压引脚16的分压电阻上，取得2.5V的基准比较电压与引脚1的取样电压相比较。

[0104] 引脚3：同步端，为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的振荡频率，可以分别与他们的引脚4和脚3相连接，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步，也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。

[0105] 引脚4：同步输出端，同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比振荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，引脚4和脚3悬空。引脚4的输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波的电压范围为0.6～3.5V。

[0106] 引脚5：振荡电容端，振荡电容一端接至引脚5，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001～0.1pF。正常工作时，电容两端可以得到一个从0.6～3.5V变化的锯齿波。

[0107] 引脚6：振荡电阻端，振荡电阻一端接至引脚6，另一端直接接至地端。RT的阻值决定了内部恒流值充电效能。其取值范围为2～150kΩ。RT越大，充电时间越长；反之，则充电时间短。

[0108] 引脚7放电端，Ct的放电由5、7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽，其取值范围为0～500Ω，放电电阻RD阻值越大，放电时间越长；反之，则放电时间短。

[0109] 引脚8：软起动，比较器的反相端，即软起动器控制端(引脚8)，引脚8可外接软起动电容，该电容由内部UREF的50pA恒流源充电。

[0110] 引脚9：补偿端，在误差放大器输出端引脚9与误差放大器反相输入端引脚1间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1.5～5.2V。

[0111] 引脚10：封锁端，引脚10为PWM锁存器的一个输入端，一般在该端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动引脚8接的电容C将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位(3,30V)。在电路异常时，只要引脚10的电压大于0.7V，三极管导通，反向端的电压将低于锯齿波的谷底电压(0.9V)，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用(输入高电平关闭信号)。

[0112] 引脚11、引脚14)：脉冲输出端，输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。引脚11和脚14相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200nA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收之间出现重叠导通，在重叠处有一个电流尖脉冲，持续时间约为100ns。可以在Uc处接一个电容滤去电压尖峰。

[0113] 引脚12：接地端，该芯片上的所有电压都是相对于引脚12而言，既是功率地也是信号地。在实际电路中，由于接入误差放大器反相输入端的反馈电压也是相对于引脚12而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。

[0114] 引脚13：推挽输出电路电压输入端，作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和脚15共用一个电源，也可用更高电压的电源，电压范围是18～34V。

[0115] 引脚15：芯片电源端，直流电源从引脚15引入分为两路：一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1V±1的内部基准电压。如果该引脚电压低于门限电压(8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)使消耗的电流降至很小(约2mA)。另外，该引脚电压最大不能超过35V，使用中应该用电容直接旁路到地端引脚12。

[0116] 引脚16：基准电压端，基准电压端引脚16的电压由内部控制在5.1V±1.可以分压后作为误差放大器的参考电压。

[0117] 本发明提供的一种用于高压超级电容的电源变换装置降功率输出电路，能够实现输入电压过低时对输出限功率控制，进行过流保护，有效保护电源变换装置低压侧的主功率开关器件和电路，提高电源变换装置的安全性和可靠性，从而保证高压超级电容能够稳定输出高压电能。

[0118] 本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。

[0119] 显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。