本发明公开了一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，在传统的两个桥臂四个NMOS管M3、M4、M5及M6构成的LLC谐振电源变换器的谐振网络基础上，增设了包括NMOS管M1、M2构成一个桥臂，与电感La构成的有源网络并依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载R依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作。本发明具有两种工作模式，大大提高了LLC谐振变换器的轻载效率，还具有窄的开关频率范围以及在全负载范围内对称工作的优点。
1.一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
其特征在于：增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极和NMOS管M4漏极与电感Lr的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作；
隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；
Class D全桥整流包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地；
输出采样电路包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；
误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地；
STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号VFB与参考电压VREF之差VE经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可调的互补脉冲输出信号 并将其输出给模式选择电路；A/D转换后得到的数字电流反馈信号IFB与参考电流IREF经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号 的电平，进而决定G1和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态；
高频栅驱动电路包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络三个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源极；
另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的第四个输出端，该端输出的信号作为控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管源极；
高频栅驱动电路根据模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号的工作状态决定附加有源网络的谐振网络的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的工作状态不同：如果EN＝1，G3和G4以及G5和G6为脉冲信号，G1和G2为0，附加有源网络的谐振网络工作在模式A；反之，如果EN＝0，G1和G2以及G5和G6为脉冲信号，G3和G4为0，附加有源网络的谐振网络工作在模式B；在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B；
模式A：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为Lr；
模式B：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M1、M2、M5及M6，电感La、Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。
2.根据权利要求1所述的具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，其特征在于，所述附加有源谐振的谐振网络中的六个MOS管M1～M6均采用碳化硅功率MOS管作为开关管，双谐振频率的LLC谐振电源变换器工作在感性区。
一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及DC/DC电源变换器，尤其涉及一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器。
背景技术
[0002] 目前，对于应用在商用直流电源和工业电源单元的现代开关电源而言，都有高效率、高功率密度、小体积以及高可靠性的要求。电源通常由两级结构组成，第一级是升压功率因数校正级，第二级是高频链DC/DC转换级。全桥结构由于其低电压应力和较小的变压器尺寸，得以广泛使用在第二级电路中。
[0003] 由于传统全桥结构的开关器件在开关过程中损耗和振荡都比较大，现在逐渐被零电压开关(ZVS)全桥结构所取代，其中移相全桥(PSFB)结构就实现了开关管的零电压导通。然而，诸如续流阶段的高环路电流损耗、副边占空比丢失、变压器磁通密度偏差以及负载电流减小时滞后臂难于实现ZVS等等这些缺点，极大地限制了PSFB拓扑在高频领域的应用。
[0004] LLC串联谐振DC/DC变换器实现了在宽负载范围内原边的ZVS以及副边的零电流开关(ZCS)，LLC串联谐振变换器的软开关过程使其应用在许多场合，特别是在高输出电压和低输出电流的场合。通常，LLC串联谐振变换器通过调整开关频率来调节输出电压，这是因为若其工作在感性区，降低其开关频率就会增大电压转换率。对于LLC串联谐振变换器而言，很难通过频率调制(FM)设计得到宽输入/输出范围的变换器。
[0005] 目前，针对LLC串联谐振变换器，考虑降低开关频率来得到高轻载效率的方案比较多。例如通过增加辅助电路或采用不同的控制方案。然而，这些方案使用了复杂的辅助绕组或非对称的脉宽调制(APWM)技术，具有功率损耗大或磁通密度偏差等缺点。
发明内容
[0006] 本发明目的是针对现有技术存在的缺陷提供一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，
[0007] 本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
[0008] 其特征在于：增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极和NMOS管M4漏极与电感Lr的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
[0009] 附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作；
[0010] 隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；
[0011] Class D全桥整流包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地；
[0012] 输出采样电路包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；
[0013] 误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地；
[0014] STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号VFB与参考电压VREF之差VE经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可调的互补脉冲输出信号 并将其输出给模式选择电路；A/D转换后得到的数字电流反馈信号IFB与参考电流IREF经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号 的电平，进而决定G1和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态；
[0015] 高频栅驱动电路包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络三个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源极；另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的第四个输出端，该端输出的信号作为控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管源极；
[0016] 高频栅驱动电路根据模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号的工作状态决定附加有源网络的谐振网络的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的工作状态不同：
[0017] 如果EN＝1，G3和G4以及G5和G6为脉冲信号，G1和G2为0，附加有源网络的谐振网络工作在模式A；反之，如果EN＝0，G1和G2以及G5和G6为脉冲信号，G3和G4为0，附加有源网络的谐振网络工作在模式B；在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B；
[0018] 模式A：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为Lr；
[0019] 模式B：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M1、M2、M5及M6，电感La、Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。
[0020] 上述附加有源谐振的谐振网络中的六个MOS管M1～M6均采用碳化硅功率MOS管作为开关管，双谐振频率的LLC谐振电源变换器工作在感性区。
[0021] 本发明的优点及显著效果：
[0022] 1)双谐振频率LLC谐振电源变换器具有两个谐振频率，与之对应的，双谐振频率LLC谐振电源变换器具有两种工作模式，根据输出功率的范围来确定变换器工作的模式。
[0023] 2)通过调节工作模式，在不影响重载效率的情况下，大大提高LLC谐振变换器的轻载效率。
[0024] 3)双谐振频率LLC谐振电源变换器采用碳化硅功率MOS管，并在感性区实现了ZVS，两种工作模式使得开关频率范围较窄，整个输出范围内对称工作。
[0025] 4)电路简单，无需专用集成电路的复杂控制，成本低，可靠性好。
附图说明
[0026] 图1是本发明整体原理图；
[0027] 图2是本发明谐振网络原理图；
[0028] 图3是本发明谐振网络工作波形图；
[0029] 图4是本发明谐振网络工作模态图；
[0030] 图5是重载下开关管的关键波形图；
[0031] 图6是轻载下开关管的关键波形图；
[0032] 图7是实际效率与模式选择图；
[0033] 图8是轻载时的效率比较图。
具体实施方式
[0034] 下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
[0035] 如图1所示，传统的LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容。
[0036] 本发明在上述电路的基础上，增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括传统的四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络1，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极和NMOS管M4漏极与电感Lr的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容。
[0037] 附加有源谐振的谐振网络1的输出依次串接隔离变压器2和Class D全桥整流3，Class D全桥整流3通过负载R依次连接输出采样电路4、误差放大电路5、STM32F407微控制器6和高频栅驱动电路7，高频栅驱动电路7的输出驱动附加有源网络的谐振网络1中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作。
[0038] 隔离变压器2原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；
[0039] Class D全桥整流3包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地。
[0040] 输出采样电路4包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地。
[0041] 误差放大电路5包括两个运算放大器，运算放大器I的负端连接输出电压采样电路的输出端，运算放大器II的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地。
[0042] STM32F407微控制器6包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号VFB与参考电压VREF之差VE经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可调的互补脉冲输出信号 并将其输出给模式选择电路；A/D转换后得到的数字电流反馈信号IFB与参考电流IREF经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号 的电平，进而决定G1和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态。
[0043] 高频栅驱动电路7包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路。两组外部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd。以图中画出的驱动MOS管M1、M2的桥臂为例，一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb1的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb1的另一端连接二极管Dn1的阴极、电阻Rg1的一端和电阻Rgd1的一端，电阻Rg的另一端输出的信号gM1控制上开关管M1栅极，电阻Rgd1的另一端连接二极管Dn1的阳极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号SM1控制上开关管M1源极；另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb2的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端，电容Cb2的另一端连接二极管Dn2的阴极、电阻Rg2的一端和电阻Rgd2的一端，电阻Rg2的另一端输出的信号gM2控制下开关管M2栅极，电阻Rg2的另一端连接二极管Dn2的阳极和隔离栅驱动芯片的第四个输出端，该端输出的信号SM2控制下开关管M2源极。驱动MOS管M3、M4桥臂和驱动MOS管M5、M6桥臂的电路与驱动MOS管M1、M2桥臂的电路相同(未示出)。
[0044] 高频栅驱动电路7根据模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号的工作状态决定附加有源网络的谐振网络1的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的工作状态不同：
[0045] 如果EN＝1，G3和G4以及G5和G6为脉冲信号，G1和G2为0，附加有源网络的谐振网络工作在模式A；反之，如果EN＝0，G1和G2以及G5和G6为脉冲信号，附加有源网络的谐振网络工作在模式B；在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B。
[0046] 模式A：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为Lr。
[0047] 模式B：附加有源网络的谐振网络包括MOS管M1、M2、M5及M6，电感La、Lr和Lm以及电容Cr，在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。
[0048] 上述附加有源谐振的谐振网络中的六个MOS管M1～M6均采用碳化硅功率MOS管作为开关管，双谐振频率的LLC谐振电源变换器工作在感性区。
[0049] 如图2所示，所述带附件有源网络的谐振网络1与传统的LLC谐振网络相比，增加了由一对小功率开关管M1～M2和辅助电感La组成的有源网络。谐振网络1中的每个开关管受50％占空比的方波控制，每个桥臂上下两管之间插入一段死区时间防止发生直通现象。D1～D6和C1～C6分别为M1～M6的体二极管和寄生电容。
[0050] 如图3所示，为开关频率小于谐振频率下，双谐振频率LLC谐振电源变换器的关键波形图。VGS为高电平表示NMOS导通，M3～M6工作在模式A，M1～M2和M5～M6工作在模式B。VPRI为隔离变压器2的原边电压，VDS(M6)为M6的漏源电压。iD(M6)和iD(M5)分别为M6和M5的导通电流，iM为电感Lm上的电流。iPRI为谐振电感上的电流。Vrect(D8，D9)、Vrect(D7，D10)为Class D全桥整流的二极管D8，D9和D7，D10上的电压。
[0051] 如图4所示，图中器件标号上的删除线表示在此工作阶段该器件不工作。以模式A为例，双谐振频率LLC谐振变化器具体工作模态如下：
[0052] 1)[t0～t1]阶段：t0时刻，M3和M6因体二极管反向偏置而导通，输入电压Vin全部加在谐振网络，谐振电流ir(t)和励磁电感电流iM均正向增加。谐振电流ir(t)以频率为fs的正弦波的形式增加。由于D7和D10正向偏置，Lm上的电压为副边输出电压反射到原边的电压nVo。这一阶段持续到励磁电流增加到与谐振电路相等。
[0053] 2)[t1～t2]阶段：t1时刻，励磁电流增加到与谐振电路相等，因此变压器原边绕组的电流下降为0，因此，D7和D10为ZCS关断。在此阶段，没有能量传递到副边。这一阶段持续到t2，此时对角开关管关断。
[0054] 3)[t2～t3]阶段：t2时刻，关断M3和M6。VDS(M3)和VDS(M6)由于寄生电容C3～C6的作用逐渐从0开始上升，与此同时VDS(M4)和VDS(M5)逐渐从Vin下降到0。由于谐振网络的电流变化滞后于电压的变化，所以谐振电流ir(t)开始对C3～C6充电。
[0055] 4)[t3～t4]阶段：VDS(M3)和VDS(M6)在t3时刻增加到Vin，并在此阶段保持Vin不变。VDS(M4)和VDS(M5)在t3时刻下降到0。因而，D4和D5正向偏置。谐振网络上的电压为(-Vin)，励磁电流和谐振电流开始下降，iD(M4)和iD(M5)为负。这一阶段维持到t4，此时VGS(M4)和VGS(M5)被触发，iD(M4)和iD(M5)达到最大值。
[0056] 5)[t4～t5]阶段：t4时刻，开关管正向偏置，iD(M4)和iD(M5)开始下降。当反向电流达到0时，原边电流开始正向流过开关管。t5时刻与t0时刻类似。
[0057] 开关管的损耗分为三部分：栅驱动损耗Pdrive、导通损耗Pcond和开关损耗Psw。在特定的负载条件下，Pcond在整个开关频率范围内基本保持不变。因此Pcond几乎不影响任何开关模式下的效率。Pdrive和Psw受频率影响，而Pdrive远远低于Psw，因而Pdrive可以忽略不计。
[0058] 本发明工作过程如下：
[0059] 在LLC谐振全桥变换器中，由于开关管是ZVS导通，因而Psw仅仅是关断时刻的关断损耗，而且，Psw随着开关频率fs的增加而增加。根据频率调制原则，LLC谐振变换器在轻载时，其开关频率fs是增加的，所以轻载时Psw也是增加的，轻载效率降低。为了减小轻载时的Psw，设计了根据负载电流大小而切换LLC谐振网络的工作模式的方案：在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B。
[0060] 本发明中，采用STM32F407微控制器实现该控制。输出电压和输出电流被采样，放大并转换为数字反馈信号VFB和IFB。内部的PI功能单元计算VFB与参考电压VREF的差VE，将此值作为频率调制器的输入信号，频率调制器产生两个互补的脉冲信号。除此之外，迟滞比较器功能单元也用来实现模式控制，内部的参考电流IREF与滞环IHYS都用来控制模式的开关。模式选择电路基于比较器的输出来决定 如果EN＝1，G3和G4作为脉冲信号，G1和G2信号为0，因此变换器工作在模式A。相反的，如果EN＝0，变换器工作在模式B。
[0061] 下面以样机为例，描述本发明：
[0062] 参数及说明如下：
[0063] Vin＝400V，Vo＝100V，Po(max)＝1200W，开关频率500～800kHz，满载500kHz。
[0064] 如图5所示为本发明重载下M6的关键波形图，开关频率为600kHz，输出电压为120V，输出电流为10A。由图可见在重载条件下，M6实现了ZVS导通。由于开关管是对称工作的，因此所有的开关管均实现了ZVS导通。
[0065] 如图6所示为本发明轻载条件下M6的关键波形图，开关频率为680kHz，输出电压为100V，输出电流为4A。由图可见在轻载条件下，M6实现了ZVS导通。由于开关管是对称工作的，因此所有的开关管均实现了ZVS导通。
[0066] 如图7所示，在输入Vin为400V，输出Vo为100V的条件下实际测试了本发明LLC谐振变换器的效率，并且在整个输出功率范围内均实现了软开关过程。变换器的最大效率在输出为1kW(83.3％输出功率)时测得，在0.5～1.2kW(40％～100％输出功率)范围内效率均维持在93％以上。
[0067] 如图7所示，输出功率在500～700W的范围内，两种模式下的变换器效率基本一样，因此模式切换设置如下：
[0068] a)当输出保持满载，变换器工作在模式A；
[0069] b)当输出功率低于500W，变换器工作在模式B，一直维持到输出功率高于700W。
[0070] 如图8所示，为轻载时的效率比较图。可见采用本发明LLC谐振变换器的轻载效率比不采用时得到较大的提高。
