一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法

摘要

本发明公开了一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法，属于无线通信技术领域。本发明在极化域提出了一种对抗CPE(common phase error，公共相位旋转)和ICI(inter‑carrier interference，子载波间干扰)对自干扰消除影响的方法，该方法分为两步，第一步利用酉矩阵旋转特性，消除相位噪声给自干扰信号带来的CPE和ICI，并用重构信号抵消自干扰信号；第二步利用酉矩阵旋转特性消除相位噪声给期望信号引入的CPE和ICI，经过两次消除最终消除相位噪声对自干扰信号消除的影响，数值仿真和分析表明本发明提出的方法有效的解决了发射端和接收端相位噪声对自干扰信号消除的影响，在恢复出期望信号的前提下提升了自干扰消除量。

权利要求

1.一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法。具体步骤如下：步骤一：消除CPE(common phase error，公共相位旋转)对当前子载波的影响。

其中 表示接收机本地振荡器引入的相位噪声，XIt[n]和Xst[n]分别表示接收端的期望信号和自干扰信号。W[n]为二维高斯矢量噪声。基带信号经过FFT变化后，变为频域信号R[k]，k＝0,1,2...,N-1。则公式(1)可变换为：

其中 和 分别表示经过调制后的自干扰信号和期望信号进行上变频处理时在发射端引入的相位噪声。

式(2)可以简化为式(3)

把公式(3)扩展开：

公式(6)进一步变换为：

记

对公式(7)两边进行酉矩阵旋转得到

步骤二：消除ICI对当前子载波的影响。

对公式(9)所示信号经过第一阶段酉矩阵旋转和消除得到：

进行第二阶段酉矩阵旋转得到：

白噪声 和公式(10)中所示的白噪声同分布，即均值和方差都相同，功率也相同。由式(11)可知相位噪声对OFDM全双工通信系统中自干扰信号和期望信号引入的CPE和ICI被消除，同时没有影响白噪声的功率。

2.根据权利要求1所述的一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法，其特征在于：步骤一中利用酉矩阵旋转特性消除CPE对当前子载波的影响，具体为：

由于相位噪声值很小，因此有：

将公式(13)代入公式(12)得到：

记

对公式(14)两边进行酉矩阵旋转

其中，根据文献(Sergio Benedetto,Pierluigi Poggiolin“Theory of Polarization Shift Keying Modulation”IEEE transactions on communication.vol.40,N0.4,April1992.)可知 与 独立同分布，即均值和方差都一样，功率谱也一样。经过第一步旋转后，CPE项消除，利用发射端反馈信号可以消除 则有：

3.根据权利要求1所述的基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法，其特征在于：步骤二中所述利用酉矩阵旋转特性消除ICI对当前子载波的影响，具体为：对公式(17)进行第二次酉矩阵旋转得到：

其中

消除相位噪声对1号子载波的影响得到：

对式(20)所示信号进行N-2次酉矩阵旋转及自干扰消除得到第一阶段酉矩阵旋转后的混合信号：

进行第二阶段第一次酉矩阵旋转，可以得到：

对公式(22)所示信号进行N-2次酉矩阵旋转和消除得到公式(23)

说明书

一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除

方法

技术领域

[0001] 本发明属于无线通信技术领域，特别涉及极化信息处理技术和OFDM全双工系统中的相位噪声消除技术。具体地说，是指一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法。

背景技术

[0002] 同时同频全双工通信允许同一节点同时在相同的频段进行双向通信，全双工通信模式充分利用时域和频域信息传输数据，相比于传统的TDD和FDD通信具有更高的频谱效率和吞吐量，此外，同时同频的传输机制也简化了频谱分配，减小了控制信令开销，提高了通信的实时性。全双工通信面临的最大挑战就是消除由发射机耦合进入接收机的自干扰信号，自干扰信号比期望信号高60dB-100dB，这严重影响了全双工通信质量。其中，相位噪声是制约自干扰消除性能的瓶颈因素。这引起了业界很多学者的关注和研究。

[0003] 在OFDM全双工通信系统中，相位噪声给自干扰信号引入了CPE(common phase error，公共相位旋转)和ICI(inter-carrier interference，子载波间干扰)。现有的对抗相位噪声的基带自干扰消除方法一般是通过插入导频来估计补偿相位噪声引入的ICI和CPE，但此类方法由于插入导频引入了额外的开销，降低了数据的有效传输速率，并且只考虑相位噪声对自干扰信号的影响，忽略了相位噪声对期望信号的影响。因此传统时频域对抗相位噪声的方法存在明显缺陷，不具有普遍适用性。

发明内容

[0004] 为了降低相位噪声对OFDM全双工自干扰消除影响，本发明提供了一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法，提升了自干扰消除量。

[0005] 本发明利用信号的极化域信息，构建极化全双工传输系统，在发射端采用正交双极化天线发射特定的极化状态，在高斯白噪声信道条件下，接收端采用正交双极化天线进行接收。由于信号的极化状态取决于两支路的幅度比和相位差，与绝对相位无关，而相位噪声只改变极化信号两支路的绝对相位，因此相位噪声不改变信号的极化状态。本发明利用信号的极化状态对相位噪声不敏感这一优势解决相位噪声对OFDM全双工通信系统自干扰消除的影响。

[0006] 本发明提供的对抗相位噪声的OFDM全双工极化自干扰消除方法，具体步骤如下：

[0007] 第一步，利用酉矩阵旋转特性消除CPE对当前子载波的影响。

[0008] 接收信号经过下变频后为：

[0009]

[0010] 其中 表示接收机本地振荡器引入的相位噪声，XIt[n]和Xst[n]分别表示接收端的自干扰信号和期望信号，W[n]为二维高斯矢量噪声。基带信号经过FFT变化后，变为频域信号R[k]，k＝0,1,2...,N-1。则公式(1)可变换为：

[0011]

[0012] 其中 和 分别表示信号在经过上变频处理时自干扰信号和期望信号发射端引入的相位噪声。

[0013] 式(2)可以简化为式(3)

[0014]

[0015] 其中

[0016]

[0017] 把公式(3)扩展开，R[k]表示为H路和V路可以得到：

[0018]

[0019] 其中，XIH[k]和XIV[k]为自干扰信号两条支路，XSH[k]和XSV[k]为期望信号两条支路，WlH[k]和WlV[k]为白噪声两条支路。

[0020] 由于相位噪声值很小，因此有：

[0021]

[0022] 则公式(6)可以变换为：

[0023]

[0024] 记

[0025] 根据酉矩阵旋转特性有：

[0026]

[0027] 其中，根据参考文献[1](Sergio Benedetto,Pierluigi Poggiolin“Theory of Polarization Shift Keying Modulation”IEEE transactions on communication.vol.40,N0.4,April 1992.)，可知白噪声 与白噪声  独立同分布，即均值和方差都一样功率谱也一样。经过第一步旋转后，CPE项消除，利用发射端反馈信号可以消除 则有：

[0028]

[0029] 第二步：利用酉矩阵旋转特性消除ICI对当前子载波的影响。

[0030] 记

[0031] 式(11)可以写为：

[0032]

[0033] 根据发射端反馈信号，消除干扰信号的ICI中的第一项可以得到式(14)[0034]

[0035] 对式(14)进行N-2次酉矩阵旋转及自干扰消除：

[0036]

[0037] 则再次根据酉矩阵旋转特性，可以得到：

[0038]

[0039] 对公式(16)所示信号进行N-2次酉矩阵旋转和消除得到：

[0040]

[0041] 白噪声 和公式(15)中所示的白噪声同分布，即均值和方差都相同，功率也相同。由式(17)可知相位噪声对OFDM全双工通信系统中自干扰信号和期望信号引入的CPE和ICI被消除，同时没有影响白噪声的功率。

[0042] 本发明的有益效果有：

[0043] (1)利用基于相位噪声高斯白化的解决相位噪声对自干扰消除的影响，解决了时频域采用导频估计引入的额外开销，提升了数据有效传输速率；

[0044] (2)利用基于相位噪声高斯白化的两步法，消除相位噪声对自干扰消除的影响，解决了由于估计误差引入的消除余量上升。

[0045] (3)利用基于相位噪声高斯白化的解决相位噪声对自干扰消除的影响方法不会受到相位噪声功率的影响。

附图说明

[0046] 图1：本发明实施例的使用对抗相位噪声的OFDM极化全双工通信系统设计图；

[0047] 图2：本发明中自干扰消除量与估计阶数之间性能对比图(坐标图)；

[0048] 图3：本发明中自干扰消除量与相位噪声之间关系的性能对比图(坐标图)；

[0049] 图4：本发明中自干扰消除量和相位噪声3dB带宽与子载波间间隔比值之间关系的性能对比图(坐标图)；

具体实施方式

[0050] 下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

[0051] 本发明提供了一种基于相位噪声高斯白化的OFDM全双工极化自干扰消除方法。

[0052] 本发明采用如图1所示的OFDM极化全双工通信模型，本发明在两通信节点之间建立OFDM极化全双工通信模型，该模型在传统时频域OFDM全双工通信系统中引入了极化控制模块，实现信号极化状态的控制，信号经过编码调制模块后进入极化控制模块，极化控制模块由功率分配器件和移相器件组成，信号经过极化控制模块后，被赋予一特定极化状态后，随后信号进入到OFDM调制模块，最后经过正交双极化天线发射出去，接收端同样采取正交双极化天线接受极化信号，由于发射机和接收机在相同的频段上传输数据，因此，接收机在接收到期望信号的同时也接收到本地发射机耦合进入接收机的自干扰信号。

[0053] 本发明采用Jones矢量表示极化信号，期望信号和自干扰信号的极化状态分别为Ps∈C2×1和PI∈C2×1，在发射端，先根据传统的调制方案进行星座映射，数据信息经过星座映射后进入极化控制模块，极化控制模块由功率分配器和移相器组成，信号经过极化控制模块后被赋予一特定的极化状态。极化信号H路和V路分别记为XH[k]和XV[k]，自干扰信号为XIH[k]和XIV[k]，期望信号为XSH[k]和XSV[k]，即为：

[0054] XI[k]＝[XIH[k]XIV[k]]T   (1)

[0055] XS[k]＝[XSH[k]XSV[k]]T   (2)

[0056] 其中，[·]T为转置矩阵，信号经过极化控制模块后分为两支路，H路和V路，两支路信号分别进行串并转化，随后进入OFDM调制单元，假设一个OFDM数据块有N个串行字符X[k]，k＝0,1,...,N-1。则极化信号经过OFDM调制单元后可以写为：

[0057]

[0058] 则期望信号经过OFDM调制模块后为：

[0059]

[0060] 干扰信号经过OFDM调制模块后为：

[0061]

[0062] 信号经过OFDM调制模块后，进行上变频处理，由于本地振荡器的不理想，信号在经过上变频处理时，会引入相位噪声，记为 自干扰信号发射端引入的相位噪声为 期望信号发射端引入的相位噪声为 信号经过上变频处理后变为：

[0063]

[0064] 期望信号经过上变频后变为:

[0065]

[0066] 自干扰信号经过上变频后变为：

[0067]

[0068] 信号经过正交双极化天线发射出去，由于本发明主要分析相位噪声对自干扰消除的影响，因此考虑信道为理想信道，即高斯白噪声信道W[n]，其中W[n]～(0,σ2)，信号经过高斯白噪声信道后到达接收端。在接收端，采用正交双极化天线进行接受，经过极化匹配接收后，信号为：

[0069] R[n]＝XIt[n]+Xst[n]+W[n]   (9)

[0070] 接收信号经过射频消除后，经混频器进入基带，由于混频器中本地振荡器不理想，射频信号经过下变频时会引入相位噪声，期望信号和自干扰信号下变频时经过同一振荡器，因此，受到的相位噪声相同，基带信号表示为：

[0071]

[0072] 其中 表示接收机本地振荡器引入的相位噪声。本发明主要研究相位噪声对自干扰消除的影响，因此可以不考虑循环前缀、PA非线性、A/D变换、I/Q不平衡等不理想因素。基带信号经过FFT变化后，变为频域信号R[k]，k＝0,1,2...,N-1。则公式(10)可写为：

[0073]

[0074] 令

[0075]

[0076] 则(11)式的频域表达式可写为：

[0077]

[0078] 公式(14)中 表示循环卷积，Wi[k]表示白噪声在频域的表现形式，R[k]表示接收信号经过FFT后的表现形式，从中可以看出由于相位噪声的存在，期望信号和干扰信号的当前子载波都受到了其它子载波的干扰，这不仅给后续的自干扰消除机制带来困难，同样增加了全双工通信最终的误码率，影响了通信质量。

[0079] 时频域采用估计补偿的方法解决相位噪声，由于估计算法本身存在的误差，以及估计阶数受限，相位噪声引入的CPE项和ICI项消除有限，本发明在极化域，利用信号的极化状态对相位噪声不敏感，消除相位噪声对自干扰消除的影响。以下是具体推导过程：

[0080] 把公式(7)和(8)所示的期望信号和自干扰信号代入公式(14)中得到：

[0081]

[0082] 把公式(12)所表示的aI[k]代入r[k]中，有

[0083]

[0084] 式(16)可以写为

[0085]

[0086] 由于相位噪声值很小，因此有：

[0087]

[0088] 将公式(18)代入公式(17)得到：

[0089]

[0090] 公式(19)两边同时加上因子 得到公式(20)

[0091]

[0092] 记

[0093] 根据酉矩阵旋转特性有：

[0094]

[0095] 其中，根据参考文献(Sergio Benedetto,Pierluigi Poggiolin“Theory of Polarization Shift Keying Modulation”IEEE transactions on communication.vol.40,N0.4,April 1992.)可知 与 独立同分布，即均值和方差都一样，功率谱也一样。经过第一步旋转后，CPE项消除，利用发射端反馈信号可以消除则有：

[0096]

[0097] 记

[0098] 当l＝1时，对公式(23)所示信号进行第二次酉矩阵旋转得到：

[0099]

[0100] 根据发射端反馈信号，消除干扰信号的ICI中的第一项可以得到式(26)[0101]

[0102] 对式(26)所示信号进行N-2次酉矩阵旋转及自干扰消除得到第一阶段酉矩阵旋转后的混合信号：

[0103]

[0104] 进行第二阶段第一次酉矩阵旋转，可以得到：

[0105]

[0106] 对公式(28)所示信号进行N-2次酉矩阵旋转和消除得到公式(29)

[0107]

[0108] 则，由公式(29)可知相位噪声对OFDM全双工系统中自干扰信号和期望信号引入的CPE和ICI被消除，自干扰消除量为：

[0109]

[0110] 其中，ηSINR(dB)为自干扰消除量，单位为dB，SINRout表示接收端输出信号干扰噪声比，SINRin表示接收端输入信号干扰噪声比。将公式(1)和(2)代入公式(30)中得到[0111]

[0112] 公式(31)中XI[k]表示自干扰信号，σ2表示白噪声功率。可知利用本发明提出的极化自干扰消除算法，可以在消除相位噪声对期望信号影响的前提下，对抗相位噪声对自干扰信号消除的制约，在确保恢复出期望信号的前提下提升自干扰消除量。

[0113] 在本部分，仿真验证本发明算法对抗相位噪声影响OFDM全双工通信自干扰消除的性能，为了简化分析，假设信道为白噪声信道。如图2表示，相位噪声方差为0.02弧度时，对比传统的时域估计补偿方法和极化域自干扰消除算法能够到达的自干扰消除量与ICI估计阶数之间的关系。右三角实线和*实线表示输入SINR为-80dB时，利用估计补偿方法和极化自干扰消除能够达到的消除量。两条曲线表明，传统的估计补偿方法随着估计阶数的增大，自干扰消除量提升，利用极化域自干扰消除算法，消除量不受估计阶数的影响。利用极化自干扰消除算法不仅可以克服相位噪声对自干扰消除的影响，同时也可以避免由于估计引入的复杂度提升。左三角实线和圆形实线表示ISNR为-60dB时，传统估计补偿方法和极化自干扰消除算法达到的自干扰消除量和估计阶数之间的关系。该趋势与ISNR为-80dB时相同。

[0114] 图3表示以ICI估计阶数为参变量时，自干扰消除量和相位噪声之间的关系。当估计阶数固定时，以L＝20为例，随着相位噪声的增加，自干扰消除量逐渐下降，当相位噪声方差增加到σ2＝0.02时，自干扰消除量下降40dB。在相同的相位噪声前提下，随着估计阶数的增加，自干扰消除量提升。但是消除量还是会随着相位噪声的增加下降。运用本发明提出的极化域自干扰消除算法，随着相位噪声方差的增加，自干扰消除量没有发生变化。因此，本发明提 出的自干扰消除算法，在保证恢复出期望信号的前提下，解决了相位噪声对自干扰信号引入的CPE和ICI，提升了消除量。

[0115] 图4表示自干扰消除量与相位噪声3dB带宽和OFDM子载波间隔比值之间的关系，横坐标表示相位噪声3dB带宽和OFDM子载波间隔的比值，纵坐标表示自干扰消除量，在同一SINR条件下，传统时频域自干扰消除算法能够到达的自干扰消除量随着相位噪声功率谱3dB带宽增加而下降，利用本发明提出的极化域自干扰消除算法能够保持自干扰消除量不随相位噪声3dB带宽增加而下降。由传统自干扰消除算法和极化域自干扰消除算法对比可知，本发明提出的自干扰消除算法在保证恢复出期望信号的前提下，解决了相位噪声对自干扰信号引入的CPE和ICI，提升了消除量。

[0116] 本发明提出了一种对抗相位噪声抑制自干扰消除和恢复期望信号的自干扰消除算法，利用酉矩阵刚性旋转的特性，先对抗相位噪声对自干扰消除的影响，再消除相位噪声对期望信号的影响。理论分析和仿真结果表明，本发明提出的方法在消除相位噪声对期望信号的前提下，解除了相位噪声对自干扰消除的制约，提升了自干扰消除量，提升了全双工通信质量。