本发明公开了一种谐波消除PWM生成方法，在变频调速范围内，将调制频率分为低频率运行第一、二阶段和中高频率运行阶段三个部分；在低频率运行第一、二阶段，分别采用载波频率固定的SVPWM异步调制模式和SVPWM同步调制模式；上述两种调制模式切换的频率点控制在同步载波频率与设定的异步载波频率一致时进行；所述低频率运行第二阶段在多个不同的同步倍数下运行；在中高频率运行阶段，采用将每一个周波平分成多段执行的谐波消除SHEPWM模式；同步调制模式与谐波消除模式间的切换，采用切换前读取当前角度，并计算运行到90度或270度时的延时来实现切换；本发明更易实现特定谐波消除算法，提高响应速度与精度。
1.一种谐波消除PWM生成方法，其特征在于，在变频调速范围内，由控制系统将调制频率分为低频率运行第一阶段、低频率运行第二阶段和中高频率运行阶段三个部分；
在启动及低频率运行第一阶段，采用载波频率固定的SVPWM异步调制模式；
随着频率的上升进入到低频率运行第二阶段，采用SVPWM同步调制模式；
所述低频率运行第二阶段在多个不同的同步倍数下运行；在所述不同同步倍数的SVPWM同步调制模式进行切换前或所述SVPWM同步调制模式与所述谐波消除同步调制模式进行切换前，先获取当前调制信号的相角并计算调制信号相角运行到90度或270度时的延时，根据所述延时实现调制模式的精准切换；
在中高频率运行阶段，采用谐波消除同步调制模式，所述谐波消除同步调制模式采用SHEPWM模式，运行时将每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新。
2.根据权利要求1所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述异步调制模式与同步调制模式切换控制在同步载波频率与设定的异步载波频率一致时进行。
3.根据权利要求1所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述不同同步倍数的SVPWM同步调制模式的切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行。
4.根据权利要求1所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述SVPWM同步调制模式与所述谐波消除同步调制模式切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行。
5.根据权利要求1所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于：所述控制系统采用DSP加可编程逻辑器件，电机控制算法及PWM运算全部由DSP完成，再通过总线通讯传递给可编程逻辑器件，由可编程逻辑器件发出PWM控制脉冲。
6.根据权利要求5所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，在所述不同同步倍数的SVPWM同步调制模式进行切换前或所述SVPWM同步调制模式与所述谐波消除同步调制模式进行切换前，DSP先获取当前调制信号的相角并计算调制信号相角运行到90度或270度时的延时，并将延时传递给所述可编程逻辑器件，在所述可编程逻辑器件内部定义一个用于计数延时的角度计数器，延时到时所述可编程逻辑器件实现调制模式的精准切换。
7.根据权利要求5所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新的做法为：由DSP将一个调制波周波平分为多区段并传递给所述可编程逻辑器件，所述可编程逻辑器件依次加载每个区段并根据每个区段更新PWM输出频率。
8.根据权利要求7所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新的具体步骤为：由DSP先离线计算好不同调制比对应的开关角序列，并将其对应关系存储在系统存储器中；
运行时DSP根据调制电压与直流电压计算调制比，通过所述对应关系找到与该调制比对应的开关角序列；
DSP还根据调制波频率计算调制波周期，再根据所述调制波周期以及所述开关角序列计算开关角状态序列，所述开关状态序列为调制波周波内的开关状态以及各开关状态维持的时间；
将调制波周波平分为多区段，确定每个区段内的开关状态序列并传递给可编程逻辑器件；
可编程逻辑器件依次加载各个区段并根据各个区段内的开关状态序列更新PWM输出频率。
9.根据权利要求1所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述谐波消除同步调制模式采用SHEPWM调制模式，运行时将每一个调制波周波平分成N个区段执行，所述N为12的倍数。
10.根据权利要求5至8之一所述谐波消除PWM生成方法，其特征在于，所述可编程逻辑器件为FPGA。
一种谐波消除PWM生成方法
技术领域
[0001] 本发明涉及交流传动系统领域，具体地讲是一种谐波消除PWM生成方法。
背景技术
[0002] 在轨道交通牵引、冶金轧机等大功率交流电气传动系统中，通常采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、IGCT(Insulated Gate Commutated Thyristors)等大功率半导体器件，由于开通关断损耗等原因，开关频率普遍较低。另外由于驱动电机调速范围要求较宽，采用普通的异步调制及同步调制已经无法满足需要，现有方法在高速时基本上都是采用过调制到方波输出，这导致电源输入及输出产生大量的谐波，系统需要加大滤波电抗器，增加了成本、体积和能耗。
[0003] 特定谐波消除脉宽调制(Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation，简称SHEPWM)是根据人为设计的逆变器输出波形的特点及拟消除谐波的次数和个数来建立输出波形的数学模型，然后由数学模型求解开关角以得到所希望的输出波形，从而达到使逆变器的输出波形中不含拟消除次数及个数谐波的目的，对低次谐波消除有效。目前PWM实现基本上都是采用DSP(Digital Signal Process)或其它处理器中的定时器实现，由于SHEPWM要求一个周波内调制角度固定，且角度基于波形的1/4波对称，基于半波翻转，三相输出分别相差120度，所以在做SHEPWM时非常困难，即使实现一般也是输出频率一个周波变化一次,以50Hz为例是20ms，这导致调速响应过慢。
[0004] 在不同的PWM调制模式中，由于每个开关周期跨过的角度不一样，所以在切换时往往会存在相位偏差，传统的PWM定时器方式在切换角度、时机及波形衔接很难精准定位，所以容易造成电流冲击甚至出现过流风险。
发明内容
[0005] 本发明的目的是为了解决上述技术问题，提供一种谐波消除PWM生成方法，解决以往较宽的变频调速范围内调制时谐波含量大、SHEPWM调速响应过慢以及各PWM模式间切换不准确的问题。
[0006] 实现本发明的技术方案是：一种谐波消除PWM生成方法，其特征在于，在变频调速范围内，由控制系统将调制频率分为低频率运行第一阶段、低频率运行第二阶段和中高频率运行阶段三个部分；
[0007] 在启动及低频率运行第一阶段，采用载波频率固定的SVPWM异步调制模式；
[0008] 随着频率的上升进入到低频率运行第二阶段，采用SVPWM同步调制模式；
[0009] 所述低频率运行第二阶段在多个不同的同步倍数下运行；
[0010] 在中高频率运行阶段，采用谐波消除同步调制模式，所述谐波消除同步调制模式采用SHEPWM模式，运行时将每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新。
[0011] 所述异步调制模式与同步调制模式切换控制在同步载波频率与设定的异步载波频率一致时进行。
[0012] 所述不同同步倍数的SVPWM同步调制模式的切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行。
[0013] 所述SVPWM同步调制模式与所述谐波消除同步调制模式切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行。
[0014] 所述控制系统采用DSP加可编程逻辑器件，电机控制算法及PWM运算全部由DSP完成，再通过总线通讯传递给可编程逻辑器件，由可编程逻辑器件发出PWM控制脉冲。
[0015] 在所述不同同步倍数的SVPWM同步调制模式进行切换前或所述SVPWM同步调制模式与所述谐波消除同步调制模式进行切换前，DSP先获取当前调制信号的相角并计算调制信号相角运行到90度或270度时的延时，并将延时传递给所述可编程逻辑器件，在所述可编程逻辑器件内部定义一个用于计数延时的角度计数器，延时到时所述可编程逻辑器件实现调制模式的精准切换。
[0016] 所述每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新的做法为：由DSP将一个调制波周波平分为多区段并传递给所述可编程逻辑器件，所述可编程逻辑器件依次加载每个区段并根据每个区段更新PWM输出频率。
[0017] 进一步，所述每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新的具体步骤为：
[0018] 由DSP先离线计算好不同调制比对应的开关角序列，并将其对应关系存储在系统存储器中；
[0019] 运行时DSP根据调制电压与直流电压计算调制比，通过所述对应关系找到与该调制比对应的开关角序列；
[0020] DSP还根据调制波频率计算调制波周期，再根据所述调制波周期以及所述开关角序列计算开关角状态序列，所述开关状态序列为调制波周波内的开关状态以及各开关状态维持的时间；
[0021] 将调制波周波平分为多区段，确定每个区段内的开关状态序列并传递给可编程逻辑器件；
[0022] 可编程逻辑器件依次加载各个区段并根据各个区段内的开关状态序列更新PWM输出频率。
[0023] 所述谐波消除同步调制模式采用SHEPWM调制模式，运行时将每一个调制波周波平分成N个区段执行，所述N为12的倍数。
[0024] 上述可编程逻辑器件均为FPGA。
[0025] 本发明的有益效果是：
[0026] 1、通过该发明，在较低的载波频率下，不同的调制波频率采用不同PWM输出模式可以使整个调速过程电流谐波都能得到较好的抑制。
[0027] 2、模式间切换时机和角度由FPGA精准控制在90度(或者270度)，可以防止相位变化与电流冲击，使电机力矩输出更加平滑。
[0028] 3、由DSP分段计算PWM开关序列，由FPGA响应输出，控制方法简单有效，与传统的定时器方法相比较，能够更容易地实现特定谐波消除，并且能够做到一个周波内多次响应输出频率，相比一个周波变化一次，力矩输出更加平滑，提高了控制精度。
附图说明
[0029] 图1是实施例调制波频率与PWM载波频率关系图；
[0030] 图2是实施例SVPWM运行流程图；
[0031] 图3是实施例谐波消除PWM开关角度示意图；
[0032] 图4是实施例谐波消除PWM开关状态序列计算流程图；
[0033] 图5是实施例谐波消除PWM在FPGA中的实现流程图。
具体实施方式
[0034] 以下将结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明。
[0035] 本实施例中控制系统采用DSP加可编程逻辑控制器方式实现，电机控制算法及PWM运算全部由DSP完成，再通过总线通讯传递给可编程逻辑控制器，由可编程逻辑控制器精准发出控制脉冲波。可编程逻辑控制器可为FPGA或者CPLD等，在本实施例中，选用FPGA进行说明。
[0036] 如图1所示，一种谐波消除PWM生成方法，在变频调速范围内，由控制系统将调制频率分为低频率运行第一阶段1、低频率运行第二阶段2和中高频率运行阶段3三个部分；
[0037] 在启动及低频率运行第一阶段1，采用载波频率固定的SVPWM异步调制模式；
[0038] 随着频率的上升进入到低频率运行第二阶段2，采用SVPWM同步调制模式；
[0039] 异步调制模式与同步调制模式切换的频率点控制在同步载波频率与设定的异步载波频率一致时进行；
[0040] 低频率运行第二阶段2在多个不同的同步倍数下运行，同步倍数指载波比，即低频率运行第二阶段2在多个不同的载波比下运行；
[0041] 不同同步倍数SVPWM同步调制模式的切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行；
[0042] 在中高频率运行阶段3，采用谐波消除同步调制模式；
[0043] 该谐波消除同步模式采用SHEPWM模式，运行时将每一个调制波周波平分成多区段执行，PWM输出频率根据每区段做出更新；
[0044] SVPWM同步调制模式与谐波消除同步调制模式的切换控制在调制信号相角为90度或270度时进行；
[0045] 为实现不同同步倍数SVPWM同步调制模式之间的精准切换或者SVPWM同步调制模式与谐波消除同步调制模式之间的精准切换，DSP先获取当前调制信号的相角并计算调制信号相角运行到90度或270度时的延时，并将延时传递给FPGA，在FPGA内部定义有一个用于计数延时的角度计数器，延时到时由FPGA实现调制模式的精准切换。
[0046] 如图1所示为调制波频率与PWM载波频率对应关系图，把调制波频率分为若干个频率段，当调制波频率小于f1时采用异步调制，这时载波频率固定，调制波频率大于f1时，各个频率段的载波比固定，采用SVPWM同步调制或谐波消除同步调制，在本实施例中，f1之后的f2至f3在两个不同的同步倍数下运行SVPWM同步调制，f3之后采用谐波消除同步调制，图中各频率点数值及同步倍数与根据实际应用设定。
[0047] 不同的调制波频率采用不同的调制模式，可以使整个调速过程中的电流谐波得到很好的抑制，且由DSP完成运算，由可编程逻辑器件执行PWM输出，可以使控制更为精准，选择相角为90度或者270度进行不同同步倍数的SVPWM同步调制间的切换或者SVPWM同步调制与SHEPWM同步调制间的切换，可以防止相位变化与电流冲击，使电机力矩输出更加平滑。
[0048] 其中，异步调制与SVPWM同步调制采用SVPWM算法，由DSP计算好每相载波周期及比较值，比较值为三角波载波与调制波的交点对应的时间，通过总线传递给FPGA，FGPA内部产生三角波载波并输出双极型PWM信号。
[0049] 图2是FPGA内部产生SVPWM的运行流程图，在FPGA中定义一计时器，且初始状态时计时器清0，加载载波自增模式，首先判断是否为载波自增模式，如果是，计时器加1，然后判断是否到达载波周期；如果不是，计时器减1，然后判断是否到达0。在判断是否到达载波周期中，如果到达，就调为载波自减模式，同时加载新的载波周期和比较值，进入判断计时器是否小于比较值；如果未达到，就直接进入判断计时器是否小于比较值。在判断是否到达0中，如果到达，就调为载波自加模式，同时加载新的载波周期和比较值，进入判断计时器是否小于比较值；如果未达到，就直接进入判断计时器是否小于比较值。在判断计时器是否小于比较值中，若是，就置高电平，若不是，就置低电平，最后输出PWM更新。
[0050] 谐波消除PWM是根据傅立叶级数方程消除特定次谐波，计算开关角序列，然后确定开关状态序列，该开关状态序列指的是开关角对应的开关状态以及开关状态持续时间的组合，开关状态用0、1表示，0表示关断，1表示开通，具体波形如图3所示，即在开关角α1、α2……αn处进行逆变器的开通关断。该波形角度基于波形的1/4波对称，基于半波翻转，所以只需要计算其中一相的0～90度范围内开关角度及状态序列，其余做简单推算就能得到，另外两相分别相差120度也能够计算得到。采用离线计算方式，由DSP先计算好不同调制比对应的开关角序列，并将其对应关系存储在系统存储器中。
[0051] 如图4所示为谐波消除PWM计算开关状态序列的流程图，运行时DSP首先根据调制电压与直流电压计算调制比，再根据系统存储器中的对应关系找到该调制比对应的开关角序列。同时，DSP由调制频率计算调制波周波周期，应用时要求一个调制波周波内开关角度固定。为了提高控制响应速度及力矩平滑性，特将一个周波平分成N个区段，为方便计算，N取12的倍数，分别计算好每个区段内的开关状态序列，具体做法为：通过调制波频率计算得到调制波周波周期时长，再根据开关角计算相应开关状态持续的时间，同时计算出周波被分为N区段后每区段的时长，根据区段时长以及该区段中的开关状态序列确定区段内每个开关状态对应的终止时间，由此确定区段时长、段内开关状态及该状态在该区段内的终止时间，由DSP通过总线更新给FPGA，由FPGA执行输出PWM。为了节省空间和时间，也可以是DSP每次只传下一段的执行信息给FPGA，且DSP会根据调制频率及调制电压实时更新开关状态序列。
[0052] 如图5所示，FPGA在运行谐波消除PWM时，采用锯齿波方式比较法，每一区段作为一个完整的计数周期，周期开始取设定的开关初始状态，再顺序比较开关状态终止时间，每达到一个状态取反，到达计数周期时加载下一个区段的开关状态序列。具体就是进入流程，计时器加1，然后判断计时器值是否大于当前区段终止时间，当前区段终止时间即为区段时长，如果计时器值大于当前区段终止时间，就执行计时器清0，加载新的区段开关状态序列，再进行状态变更，将比较位置指向下一状态，此时下一状态即为新加载区段内的状态，再执行PWM输出；如果计时器值没有大于当前区段终止时间，则继续判断计时器值是否大于当前状态终止时间；如果计时器值没有大于当前状态终止时间，就执行PWM输出；如果计时器值大于当前状态终止时间，就先进行状态变更，使比较位置指向下一状态，再执行PWM输出。
[0053] 由DSP计算PWM开关状态序列，由FPGA响应输出，控制方法简单有效，与传统的定时器方法相比较，能够更容易地实现特定谐波消除，且将调制波周波平分为N个区段，FPGA根据每个区段中的开关状态序列输出PWM，一个调制波周波内可实现输出频率的N次响应，相比一个周波变化一次，力矩输出更加平滑，提高了控制精度。
[0054] 以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。
