可以通过以下方式来使电源在低功率模式下工作：对提供至电源开关的脉冲进行调整直到识别出引起减少的功率量的脉冲，所述减少的功率量超过耦合至电源开关的负载所需要的最小功率阈值。对于每个连续的开关周期，产生使得向负载提供更少功率的脉冲。当产生使得向负载提供未超过负载所需要的最小功率阈值的功率的脉冲时，产生使得向负载提供比前一脉冲大的功率的下一个脉冲。如果更大的功率超过最小功率阈值，则存储下一个脉冲并且针对低功率模式的剩余操作而提供类似的脉冲。
1.一种用于操作耦合至负载的反激式开关功率转换器的方法，所述功率转换器包括MOSFET开关和耦合至所述MOSFET开关的控制器，所述方法包括：将所述功率转换器配置成在低功率模式下工作；
由所述控制器生成第一驱动器脉冲电压，所述第一驱动器脉冲电压的幅度被配置成使所述MOSFET开关的输出电容部分地放电；以及在生成所述第一驱动器脉冲电压之后，由所述控制器生成第二驱动器脉冲电压，所述第二驱动器脉冲电压的幅度小于所述第一驱动器脉冲电压的幅度并且基于表示提供至所述负载的电压的反馈控制信号，其中，所述第一驱动器脉冲电压的幅度和所述第二驱动器脉冲电压的幅度超过预定义值，并且其中，所述预定义值是通过以下方式事先确定的：对提供至所述MOSFET开关的驱动器脉冲电压的幅度进行调整，直到确定与提供至所述负载的预定义阈值电压相关联的优化驱动器脉冲电压，所述预定义值表示所述优化驱动器脉冲电压的幅度。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述优化驱动器脉冲电压通过以下方式来确定：生成第三驱动器脉冲电压，所述第三驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以第一放电量放电，并且向耦合至所述功率转换器的所述负载提供第一输出功率量，所述第一输出功率量超过所述负载所需要的最小功率阈值；以及生成第四驱动器脉冲电压，所述第四驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以小于所述第一放电量的第二放电量放电，并且向所述负载提供第二输出功率量，所述第二输出功率量小于所述第一输出功率量；
其中，所述优化驱动器脉冲电压包括响应于对所述第二输出功率量未超过所述最小功率阈值的确定的所述第三驱动器脉冲电压。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述优化驱动器脉冲电压通过以下方式来确定：生成第三驱动器脉冲电压，所述第三驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以第一放电量放电，并且向耦合至所述功率转换器的所述负载提供第一输出功率量；以及响应于确定所述第一输出功率量未超过所述负载所需要的最小功率阈值，生成第四驱动器脉冲电压，所述第四驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以大于所述第一放电量的第二放电量放电，并且向所述负载提供第二输出功率量，所述第二输出功率量大于所述第一输出功率量；
其中，所述优化驱动器脉冲电压包括响应于确定所述第二输出功率量超过所述最小功率阈值的所述第四驱动器脉冲电压。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述MOSFET开关被配置成：在所述功率转换器被配置成处于所述低功率模式的情况下，在接收经调整的驱动功率的驱动器脉冲电压时以固定的导通时间工作。
变压器，所述变压器耦合至所述MOSFET开关并且耦合至负载；以及
控制器，所述控制器耦合至所述MOSFET开关的栅极节点，所述控制器被配置成，当在低功率模式下工作时：生成第一驱动器脉冲电压，所述第一驱动器脉冲电压的幅度被配置成使所述MOSFET开关的输出电容部分地放电；以及在生成所述第一驱动器脉冲电压之后，生成第二驱动器脉冲电压，所述第二驱动器脉冲电压的幅度小于所述第一驱动器脉冲电压的幅度并且基于表示提供至所述负载的电压的反馈控制信号，其中，所述第一驱动器脉冲电压的幅度和所述第二驱动器脉冲电压的幅度超过预定义值，并且其中，所述预定义值是通过以下方式事先确定的：对提供至所述MOSFET开关的驱动器脉冲电压的幅度进行调整，直到确定与提供至所述负载的预定阈值电压相关联的优化驱动器脉冲电压，所述预定义值表示所述优化驱动器脉冲电压的幅度。
6.根据权利要求5所述的功率转换器电路，其中，所述优化驱动器脉冲电压通过以下方式来确定：生成第三驱动器脉冲电压，所述第三驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以第一放电量放电，并且向所述负载提供第一输出功率量，所述第一输出功率量超过所述负载所需要的最小功率阈值；以及生成第四驱动器脉冲电压，所述第四驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以小于所述第一放电量的第二放电量放电，并且向所述负载提供第二输出功率量，所述第二输出功率量小于所述第一输出功率量；
其中，所述优化驱动器脉冲电压包括响应于确定所述第二输出功率量未超过所述最小功率阈值的所述第三驱动器脉冲电压。
7.根据权利要求5所述的功率转换器电路，其中，所述优化驱动器脉冲电压通过以下方式来确定：生成第三驱动器脉冲电压，所述第三驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以第一放电量放电，并且向耦合至所述功率转换器的所述负载提供第一输出功率量；以及响应于确定所述第一输出功率量未超过所述负载所需要的最小功率阈值，生成第四驱动器脉冲电压，所述第四驱动器脉冲电压被配置成使所述MOSFET开关的输出电容以大于所述第一放电量的第二放电量放电，并且向所述负载提供第二输出功率量，所述第二输出功率量大于所述第一输出功率量；
其中，所述优化驱动器脉冲电压包括响应于确定所述第二输出功率量超过所述最小功率阈值的所述第四驱动器脉冲电压。
8.根据权利要求5所述的功率转换器电路，其中，所述MOSFET开关被配置成：在所述转换器被配置成以所述低功率模式工作的情况下，在接收经调整的驱动功率的驱动器脉冲电压时以固定的导通时间工作。
9.一种用于操作反激式开关功率转换器的方法，包括：
生成第一驱动器脉冲电压，所述第一驱动器脉冲电压被配置成使所述功率转换器的开关的输出电容以第一放电量放电，并且向耦合至所述功率转换器的负载提供第一输出功率量，所述第一输出功率量超过所述负载所需要的最小功率阈值；
在生成所述第一驱动器脉冲电压之后，生成小于所述第一驱动器脉冲电压的第二驱动器脉冲电压，所述第二驱动器脉冲电压被配置成使所述开关的输出电容以小于第一放电量的第二放电量放电，并且向所述负载提供第二输出功率量，所述第二输出功率量小于所述第一输出功率量；
在生成所述第二驱动器脉冲电压之后，并且响应于确定所述第二输出功率量未超过所述最小功率阈值，生成大于所述第二驱动器脉冲电压的第三驱动器脉冲电压，所述第三驱动器脉冲电压被配置成使所述开关的输出电容以大于所述第二放电量的第三放电量放电，并且向所述负载提供第三输出功率量，所述第三输出功率量大于所述第二输出功率量；
响应于确定所述第三输出功率量超过所述最小功率阈值，存储所述第三驱动器脉冲电压以用于在所述低功率模式的剩余操作期间使用；以及响应于确定所述第三输出功率量未超过所述最小功率阈值，将所述功率转换器配置成停止在所述低功率模式下工作。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述开关包括MOSFET开关，并且其中，由耦合至所述MOSFET开关的栅极节点的控制器生成所述第一驱动器脉冲电压、所述第二驱动器脉冲电压以及所述第三驱动器脉冲电压。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，每个驱动器脉冲电压将所述MOSFET开关配置成作为闭合开关工作。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，变压器的初级绕组耦合至所述MOSFET开关，并且其中，在所述MOSFET开关被配置成作为闭合开关工作时流经所述初级绕组的电流引起流经耦合至所述负载的所述变压器的次级绕组的电流。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述变压器的副绕组耦合至所述控制器，并且其中，所述控制器被配置成响应于电流流经所述变压器的副绕组而确定提供至所述负载的输出功率量。
在存储所述第三驱动器脉冲电压之后，针对其中所述功率转换器被配置成在所述低功率模式下工作的每个开关周期：基于所存储的第三驱动器脉冲电压而生成针对所述开关周期的第一驱动器脉冲电压；
响应于针对所述开关周期的已生成第一驱动器脉冲电压，确定被提供至所述负载的、针对所述开关周期的第一功率量；
响应于确定针对所述开关周期的已确定第一功率量未超过所述最小功率阈值，在同一开关周期内生成针对所述开关周期的第二驱动器脉冲电压；
响应于针对所述开关周期的已生成第二驱动器脉冲电压，确定被提供至所述负载的、针对所述开关周期的第二功率量；以及响应于确定针对所述开关周期的已确定第二功率量未超过所述最小功率阈值，将所述功率转换器配置成停止在所述低功率模式下工作。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，针对所述开关周期的所述第二驱动器脉冲电压使所述开关的输出电容以与针对所述开关周期的所述第一驱动器脉冲电压相同的放电量放电。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，针对所述开关周期的所述第二驱动器脉冲电压使所述开关的输出电容以大于针对所述开关周期的所述第一驱动器脉冲电压的放电量放电。
响应于确定针对所述开关周期的已确定第二功率量超过所述最小功率阈值，生成针对每个后续开关周期的驱动器脉冲电压，在所述后续开关周期中，所述功率转换器被配置成基于针对所述开关周期的已生成第二驱动器脉冲电压而在所述低功率模式下工作。
功耗减小的MOSFET驱动器
[0001] 相关申请
[0002] 本申请要求于2014年5月7日提交的美国临时申请第61,990,038号的优先权，该美国临时申请的内容据此全部并入本文中。
背景技术
[0003] 本发明一般地涉及电源驱动器电路，并且具体地涉及功耗减小的开关电源驱动器电路。
[0004] 开关电源采用晶体管，例如MOSFET，以及被配置成使该晶体管导通或关断的驱动电路。通过控制电源的初级侧的晶体管的开关来向耦合至开关电源的负载提供功率。所产生的功率脉冲向电源的次级侧提供功率，电源的次级侧进而向负载提供功率。为了减小待机模式期间的功率，可以减小由电源所提供的功率脉冲的频率，然而这样做可能会导致提供至负载的功率在负载电流增加时骤降。或者，可以增大次级侧电容器的电容，然而这样做增大了电源成本。
附图说明
[0005] 通过结合附图来考虑以下详细描述，可以容易地理解本发明的实施方式的教导。
[0006] 图1是示出根据一个实施方式的、AC至DC反激式开关电源的电路图；
[0007] 图2a是示出根据一个实施方式的、在开关的输出电容完全放电时提供至负载的输出电流的曲线图；
[0008] 图2b和图2c是示出根据一个实施方式的、在开关的输出电容仅部分放电时提供至负载的输出电流的曲线图；
[0009] 图3是示出根据一个实施方式的、用于减少由功率转换器在低功率模式下所提供的每脉冲能量的过程的流程图。
[0010] 说明书中描述的特征和优点并非都是包含性的，并且特别地，根据附图、说明书和权利要求书，很多附加的特征和优点对本领域技术人员而言将是显而易见的。此外，应该指出，在说明书中所使用的语言主要出于易读性和指导性目的而被选择，而并不是被选择来界定或限定发明主题。
具体实施方式
[0011] 附图和下面描述仅通过说明的方式涉及本发明的优选实施方式。应当指出，根据下面的讨论，将容易地认识到本文所公开的结构和方法的替选实施方式为在不背离本发明原理的情况下可以采用的可行的替选方案。
[0012] 现在将详细参考在附图中示出其示例的、本发明的若干实施方式。应当指出，在可行的情况下，相似或相同的附图标记可以在附图中被使用并且可以表示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的来描绘本发明的实施方式。本领域的技术人员根据下面描述将容易地认识到：可以在不背离本文所描述的本发明原理的情况下采用本文所说明的结构和方法的替选实施方式。
[0013] 图1是示出根据一个实施方式的AC至DC反激式开关电源的电路图。图1的开关功率转换器100是被配置成经由Vdd节点132和GND(接地)节点134向负载121提供功率的初级侧反激式开关功率转换器。负载121可以是被配置成从开关功率转换器100接收功率的任何电子装置，例如LED。开关功率转换器100包括变压器T1、开关104(例如MOSFET晶体管)、控制器102、输出整流二极管D1、电阻器R1、电阻器R2、电阻器R3以及输出滤波电容器C1以及其他部件，其中变压器T1具有初级绕组Np、次级绕组Ns和副绕组Na。应当指出，尽管在图1的实施方式中示出了反激式开关功率转换器，但本文所描述的原理同样适用于其他功率转换器。
[0014] 输入电压(VIN)108——通常是经整流的AC电压——被提供至功率转换器100。控制器102利用开关控制信号106对开关104的导通状态和关断状态进行控制。当开关104导通时，该开关被配置为闭合开关，从而使电流能够流过该开关。当开关104关断时，该开关被配置为断开开关，从而阻止电流流过该开关。开关控制信号106可以利用例如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)来控制开关104的切换。
[0015] 当开关104导通时，能量被存储在变压器T1的初级侧绕组Np中。跨次级绕组Ns的电压为负并且二极管D1被反向偏置，从而阻止向电子装置121传递能量。在这种状态下，经由电容器C1向负载121提供能量。当开关104关断时，存储在变压器T1的初级侧绕组Np中的能量被释放至变压器T1的次级侧绕组Ns。在这种状态下，二极管D1变成正向偏置，从而使存储在变压器T1中的能量能够传递至负载121并且对电容器C1进行充电。
[0016] 电阻器R1和R2形成与变压器T1的副绕组Na串联耦合的分压器，从而产生可以用于估计输出电压(VOUT)110的感测电压(VSENSE)112。电阻器R3与开关104串联耦合以产生电压(ISENSE)114，所述电压(ISENSE)114可以与VSENSE相结合地用于估计通过负载121的输出电流IOUT 116。
[0017] 在正常工作下，控制器102监视VSENSE 112和/或ISENSE 114并且控制开关104的切换以维持经调整的输出。例如，在恒定电压模式(CVM)下，控制器102对开关104的切换进行控制以使VOUT 110大体上保持在期望的调整电压VREF附近(例如，在可容许的误差范围内)。在恒定电流模式(CCM)下，控制器102对开关104的切换进行控制以使IOUT 116大体上保持在期望的调整电流IREF附近(例如，在可容许的误差范围内)。在替选实施方式中，控制器102可以(在未启用电流调制模式的情况下)仅执行电压调整并且因此可以省略电流感测ISENSE反馈信号。
[0018] 在一些实施方式中，控制器102基于接收到的电压反馈信号VSENSE的值和电流反馈信号ISENSE的值而生成开关控制信号106。如上所述，开关控制信号106对开关104的导通/关断状态进行控制。通常，控制器102可以实现适合于开关模式功率转换器100的任意数量的控制方案，例如脉冲宽度调制(PWM)、脉冲频率调制(PFM)或者任何其他适当的控制方案或其组合。在一个实施方式中，控制器102输出如下控制信号：其使得开关104的导通时间(或占空比)在某一开关周期期间增加以增大在该开关周期期间传递至负载的功率或者减小以降低在该开关周期期间传递至负载的功率。
[0019] 变压器T1的初级侧副绕组Na使得能够生成低电压VSENSE 112，这是因为可以基于次级绕组Ns与副绕组Na的匝数之比来按比例减小该电压。然而，在替选实施方式中，可以省略副绕组Na，而相反可以通过直接监测跨初级绕组Np的电压来检测VSENSE。
[0020] 控制器102可以被配置成在低功率模式下工作。可以例如响应于以下来实现低功率模式：确定负载需要低功率量来工作；确定负载所需要的功率量在即将到来的时段内不会改变；或者确定负载本身在即将到来的时段内不会改变。控制器102可以选择在低功率模式下工作，或者可以将其自身配置成响应于由控制器102接收到的外部输入而以低功率工作。
[0021] 在低功率模式下，由功率转换器100的初级侧所提供的每脉冲能量减小。由功率转换器100所提供的每脉冲能量的主要来源是：
[0022] 1.由于开关的寄生电容而引起的、在开关周期中使开关导通时在开关中耗散的能量，
[0023] 2.传递至负载121的能量。
[0024] 如本文中所使用的，“低功率模式”可以指代通过调节传递至开关电源MOSFET的栅极节点的能量或电荷而对传递至与开关电源耦合的负载的能量的调整。相反，“正常功率模式”可以指代通过(在脉冲宽度调制模式下)调节MOSFET的“导通”时间或通过(在脉冲频率调制模式下)调节提供给具有固定“导通”时间的MOSFET的脉冲之间的时间而对传递至与开关电源耦合的负载的能量的调整。
[0025] 减少开关导通时间不会减少开关中所耗散的能量，在开关中所耗散的能量仅取决于跨开关的漏电压。减少开关导通时间也不会减少传递至负载121的能量，传递至负载121的能量取决于提供至负载的电流，该电流甚至在开关被配置成关断状态之后增大。相应地，为了减少由功率转换器100提供的每脉冲能量，控制器102可以使开关104的输出电容仅部分地放电(与使开关的输出电容完全放电相反)。通过使开关104的输出电容仅部分地放电，开关导通时所耗散的能量减少并且提供至负载121的输出功率降低。然而，开关104的输出电容必须被放电到足以向负载121提供所需的最小功率量。
[0026] 如本文所使用的，“使开关的输出电容部分地放电”是指使开关104的输出电容的放电量大于第一阈值并且小于第二阈值，第一阈值与大于负载所需要的能量阈值的相应输出能量相关联，而第二阈值与关联于正常功率模式下的工作的相应输出能量相关联。相应地，当在低功率模式下工作时，由控制器102向开关104提供低功率开关控制信号106(或“栅极脉冲”)使得每个低功率开关控制信号106使开关的输出电容仅部分地放电。在一些实施方式中，低功率开关控制信号106包括基于预定的或所存储的低功率开关控制信号的幅度和持续时间。在其他实施方式中，低功率开关控制信号106是通过改变所提供的开关控制信号的幅度和持续时间直到如下文所述确定令人满意的低功率控制信号，例如在训练模式期间或当从正常功率模式转变至低功率模式时基于迭代过程而被确定的。
[0027] 相应地，控制器102可以被配置成当功率转换器在低功率模式下工作时实现用于减少由功率转换器100所提供的每脉冲能量的算法，同时仍然提供负载121所需要的阈值功率量。在这样的实施方式中，控制器102在功率转换器100进入低功率模式时迭代地减少开关104的输出电容在连续开关周期中的放电量，直到确定最佳的每脉冲能量。负载121所需要的阈值功率量可以被预先确定并且被存储在控制器102中，可以在工作期间由控制器基于负载特性(例如，基于LED负载所发出的光的量)来确定，或者可以在工作期间在控制器处从外部源接收。应当指出，尽管在本文中参考提供至负载的输出功率与负载所需要的最小阈值功率之间的比较，但是可以确定其他实施方式并且分别将提供至负载的输出电流或电压与负载所需要的最小阈值电流或电压进行比较。
[0028] 当功率转换器100进入低功率模式时，开关104的输出电容完全放电。在开关104的输出电容放电之后，控制器确定提供至负载121的输出功率是否超过所需的最小值。如果输出功率超过所需要的最小值，则开关104的输出电容在下一个开关周期中更少地放电。如果在任何给定的开关周期内输出功率未超过所需要的最小值，则通过增加开关104的输出电容的放电量、立刻在同一开关周期中提供第二脉冲。如果第二脉冲导致提供至负载121的输出功率超过所需要的最小值，则存储第二脉冲，并且使开关104的输出电容以如下水平放电：针对所有开关周期产生第二脉冲以用于低功率模式下的剩余操作。如果第二脉冲未导致提供至负载121的输出功率超过所需要的最小值，则功率转换器100退出低功率模式。
[0029] 图2a是示出根据一个实施方式的、在开关的输出电容完全放电时提供至负载的输出电流的曲线图。在图2a的实施方式中，控制器102向开关104的栅极提供脉冲信号(图1的开关控制信号106Vg)。Vg的脉冲幅度使开关104的输出电容(图1的漏电压Vd)完全耗尽，并且使输出电流(图1的Iout)升高至第一幅度。
[0030] 图2b和图2c是示出根据一个实施方式的、在开关的输出电容仅部分放电时提供至负载的输出电流的曲线图。在图2b的实施方式中，控制器102提供幅度比图2a的脉冲信号Vg小的脉冲信号Vg，使得开关104的输出电容部分地放电，并且使得输出电流Iout升高至比图2a的第一幅度小的第二幅度。在图2c的实施方式中，控制器102提供幅度比图2b的脉冲信号Vg小的脉冲信号Vg，使得开关104的输出电容比图2b的实施方式的开关104的输出电容更少地放电，并且使得输出电流Iout升高至比图2b的第二幅度更小的第三幅度。
[0031] 图2a至图2c的实施方式可以表示由控制器102执行用以减少功率转换器100所提供的每脉冲能量的算法，如本文所描述的那样。在功率转换器100进入低功率模式的情况下，在第一开关周期中，控制器102提供使开关104的输出电容完全放电的脉冲。在该示例中，图2a示出了第一开关周期。如果提供至负载121的输出功率(由图2a的Iout表示)超过负载所需要的最小功率，则控制器102进行至第二开关周期。
[0032] 在第二开关周期中，控制器提供使开关104的输出电容的放电量小于在第一开关周期中的放电量的脉冲。在该示例中，图2b示出了第二开关周期。如果提供至负载121的输出功率超过最小功率阈值，则控制器102进行至第三开关周期。在第三开关周期中，控制器提供使开关104的输出电容的放电量小于在第二开关周期中的放电量的脉冲。在该示例中，图2c示出了第三开关周期。如果在任意开关周期期间提供至负载121的输出功率未超过所需要的最小功率阈值，则在同一开关周期中提供使放电量大于该开关周期的第一脉冲的第二脉冲。如果第二脉冲使得提供至负载的输出功率超过最小功率阈值，则保存第二脉冲(例如在控制器121处保存到非暂态计算机可读存储介质中)，并且在用于低功率模式下的剩余操作的所有开关周期内提供同样的脉冲。例如，如果在图2c中示出的第三周期中提供的功率(输出电流Iout乘以提供至负载的电压)未超过所需要的最小阈值，则控制器可以使开关104的输出电容的放电量大于在图2c的实施方式中的放电量(例如，开关的输出电容的放电量可以等于或者小于在图2b中示出的第二开关周期中的放电量，但大于在图2c中示出的第三开关周期中的放电量)。
[0033] 为了改变开关104的输出电容的放电量，控制器102可以改变提供至开关的栅极节点的信号Vg的幅度。在图1的实施方式中，控制器121可以基于信号VSENSE或ISENSE 114来确定提供至负载121的输出功率量。在其他实施方式中，功率转换器100可以包括耦合至变压器T1的副绕组Na的功率传感器部件或电路。在这样的实施方式中，功率传感器部件或电路可以被配置成确定提供至负载121的功率量，并且向控制器102提供关于所确定的功率量的指示。在一些实施方式中，如本文所述的，控制器102可以将提供至负载121的功率与负载所需要的最小阈值进行比较。或者，耦合至变压器T1的副绕组Na的功率传感器部件或电路可以确定提供至负载121的功率量，可以将所确定的功率量与负载所需要的最小阈值进行比较，并且可以向控制器102提供关于该确定的指示。作为响应，如本文所述，控制器102可以基于所接收到的、关于输出功率是否超过所需要的最小阈值的确定的指示来控制开关104的切换。
[0034] 在识别到下述脉冲时，控制器可以针对低功率模式的剩余操作而向开关提供所识别的脉冲：所述脉冲在由控制器102提供至开关104时导致提供至负载121的功率量减少，同时超过负载所需要的最小功率(在下文中也称为“优化脉冲”)。在以低功率模式工作期间，例如可以在每个开关周期期间持续地监视提供至负载的功率量。如果在开关周期期间所监视的输出功率量下降至小于所需要的最小阈值，则可以在该开关周期内以相同的功率或以增大的功率立刻生成第二脉冲(使得第二脉冲使开关104的输出电容的放电量大于第一脉冲使开关104的输出电容的放电量)。如果第二脉冲未引起提供至负载的功率超过最小阈值，则功率转换器100可以退出低功率模式(并且例如恢复正常工作)。
[0035] 应当指出，除通过连续减少提供至与功率转换器耦合的负载的能量来识别用于使MOSFET开关在低功率模式下工作的优化栅极脉冲之外，还可以通过连续增大提供至负载的能量来识别优化脉冲。例如，当进入低功率模式或者训练模式时，可以向MOSFET栅极提供第一脉冲。第一脉冲可以与提供至负载的、小于负载所需要的阈值能量的第一输出能量相关联。响应于确定第一输出能量小于所需要的阈值输出能量，可以向MOSFET栅极提供第二脉冲，第二脉冲与大于第一输出能量的第二输出能量相关联。响应于确定第二输出能量小于所需要的阈值输出能量，可以向MOSFET栅极提供与大于第二输出能量的第三输出能量相关联的第三脉冲。可以迭代该过程直到识别到与大于阈值输出能量的输出能量相关联的脉冲(“优化脉冲”)。如上文所述，可以存储优化脉冲以用于后续在对以低功率模式工作的MOSFET开关的控制中使用。
[0036] 图3是示出根据一个实施方式的、用于减小由低功率模式下的功率转换器所提供的每脉冲能量的过程的流程图。诸如反激式开关电源这样的电压例如响应于确定耦合至该电源的负载在即将到来的时段内将保持恒定而进入300低功率模式。以最大功率生成302驱动器脉冲(确保向负载提供适当量的输出功率的预定功率)。例如，控制器生成用于反激式开关电源的MOSFET开关的、使得从开关的漏极节点至开关的源极节点的输出电容被完全耗尽的栅极信号。
[0037] 在下一个开关周期中，以低于前一脉冲的功率(在该情况下为最大功率)生成304驱动器脉冲。确定响应于驱动器脉冲而提供至与电源耦合的负载的功率量，并且将该功率量与负载所需要的预定最小功率阈值进行比较306。响应于确定308所确定的功率量超过阈值，在下一个开关周期中以低于前一脉冲的功率生成驱动器脉冲。重复该周期直到响应于所生成的驱动器脉冲而提供至负载的功率未超过负载所需要的最小阈值。
[0038] 响应于确定308所确定的功率量未超过最小阈值，在相同的开关周期内以高于该开关周期内的前一脉冲的功率立刻生成310第二脉冲。将从第二脉冲中产生的、提供至负载的功率与最小阈值进行比较312。响应于确定314由第二脉冲提供至负载的功率超过阈值，存储316第二脉冲以用于在低功率模式的剩余操作中使用。响应于确定314由第二脉冲提供至负载的功率未超过阈值，电源退出318低功率模式。
[0039] 在阅读本公开内容时，本领域技术人员将认识到，可以通过本文所公开的原理来实现额外的替选实施方式。因此，尽管已示出并且描述了特定实施方式和应用，然而要理解的是，所公开的实施方式不限于本文所公开的特定结构和部件。在不背离本文所描述的精神和范围的情况下，可以对本文所公开的方法和装置的布置、操作和细节做出各种修改、改变和变型，其对于本领域技术人员而言是显而易见的。
