基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法

摘要

本发明公开了一种基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，包括：建立电容式电压互感器的谐振电路模型；保持电路总电流不变，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量；根据获得与中压电容同封装的高压电容的介质损耗和中压电容的介质损耗，其中，tgδ1为与中压电容同封装的高压电容的介质损耗，tgδ2为中压电容的介质损耗，ΔP为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量，ΔQ为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的无功功率增量。本发明利用CVT电路结构的谐振特性，建立的基于谐振特性的CVT介质损耗测试模型较常规正接法、反接法及自激法测试模型更加精确。

权利要求

1.一种基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，其特征在于，包括：

建立电容式电压互感器的谐振电路模型；

保持电路总电流不变，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量；

根据 获得与中压电容同封装的高压电容的介质损耗和中压电容的介

质损耗，其中，tgδ1为与中压电容同封装的高压电容的介质损耗，tgδ2为中压电容的介质损耗，ΔP为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量，ΔQ为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的无功功率增量；建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：对于110kV以上电压等级的电容式电压互感器，提供变频电源，将变频电源的一端连接电磁单元的接地端，将变频电源的另一端、与中压电容同封装的高压电容连接的法兰以及电容分压器的接地端接地，将中间变压器的第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后外接电感，并解开阻尼电阻。

2.根据权利要求1所述的基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，其特征在于，建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：对于110kV电压等级的电容式电压互感器，提供变频电源，将变频电源的一端连接电磁单元的接地端，将变频电源的另一端、与中压电容同封装的高压电容连接的高压引线以及电容分压器的接地端接地，将中间变压器的第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后外接电感，并解开阻尼电阻。

3.根据权利要求1或2所述的基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，其特征在于，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量包括：由变频电源提供第一激励信号以使所述谐振电路模型工作在谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流；

由变频电源提供第二激励信号以使所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流，其中，所述第二激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度相等，所述第二激励信号的频率与所述第一激励信号的频率不相等；

由变频电源提供第三激励信号以使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下，并使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的电路总电流等于所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，其中，所述第三激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度不相等，所述第三激励信号的频率与所述第二激励信号的频率相等；

根据 计算所述谐振电路模型在谐振状态下和非

谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量，其中，I1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，Requ1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的等效总电阻，Requ2为所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的等效总电阻，c1为与中压电容同封装的高压电容的电容值，c2为中压电容的电容值，f1为所述第一激励信号的频率，f2为所述第二激励信号的频率，U0为所述第一激励信号的电压幅度，U1为所述第三激励信号的电压幅度，I2为所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流。

4.根据权利要求3所述的基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，其特征在于，根据 获得与中压电容同封装的高压电容的电容值和中压电容的电容值，其中，Ic1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过与中压电容同封装的高压电容接地端的电流，Uc1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时与中压电容同封装的高压电容两端的电压差，Ic2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过中压电容接地端的电流，Uc2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时中压电容两端的电压差。

5.根据权利要求4所述的基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，其特征在于，采用钳形电流表测量所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过与中压电容同封装的高压电容接地端的电流和流过中压电容接地端的电流。

说明书

基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法

技术领域

[0001] 本发明涉及介质损耗测试技术领域，具体涉及一种基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法。

背景技术

[0002] 图1是110kV以上电压等级的电容式电压互感器(CVT，Capacitor Voltage Transformers)的结构示意图，所述电容式电压互感器包括电容分压器和电磁单元。所述电容分压器通常包括多个串联的电容单元，图1所示的电容分压器包括四个串联的电容单元，即串联的电容单元C11、电容单元C12、电容单元C13以及电容单元C14，以中间变压器T一次侧高压引出线为界，电容单元C11、电容单元C12以及电容单元C13构成高压电容C1，电容单元C14构成中压电容C2。所述电磁单元包括中间变压器T、阻尼器R、补偿电抗器L以及限幅器，其中，中间变压器T包括一次绕组、第一主二次绕组1a-1n、第二主二次绕组2a-2n以及剩余电压绕组da-dn，用于将电容分压器分压后的电压转变为低电压供保护装置和仪表使用；补偿电抗器L与中间变压器T一次绕组串联，用于补偿由电容分压器分压后形成的相角偏移并减小输出阻抗、增大带负载能力；阻尼器R与剩余电压绕组da-dn并联，用于抑制在过电压作用下引起的内部分次谐波铁磁谐振现象；限幅器与补偿电抗器L并联，一般采用的是氧化锌避雷器MOA，用于防止过电压损坏补偿电抗器L；N为电容分压器的接地端，E为电磁单元的接地端。

[0003] CVT介质损耗和电容值测试是保证CVT安全运行的最主要手段，目前有正接法、反接法和自激法三种测试方法。对于110kV以上电压等级的CVT，电容单元C11和电容单元C12各自为一节电容，而电容单元C13和电容单元C14采用同样材料且封装在同一节瓷套内，这三节电容间通过法兰连接。因此，测试电容单元C11和电容单元C12时，可利用法兰施加10kV试验电压。测试电容单元C11时，可采用正接法(即拆引线)或反接法(即不拆引线，电容单元C12下方加屏蔽)，测试电容单元C12时，可采用常规正接法或反接法，该两节电容的介质损耗测试比较简单。

[0004] 对于最下节的电容，由电容单元C13和电容单元C14共同组成。由于电容单元C13和电容单元C14采用同样材料且封装在同一节瓷套内，二者介质损耗是相同的。目前叠装式的CVT，其中压端子绝大多数是没有引出的。因此，常用自激法测试最下节电容(即电容单元C13和电容单元C14)的介质损耗。测试电容单元C13的介质损耗时，电容分压器的接地端N上有高电压，受其绝缘水平限制，试验电压最高不超过4kV。此时，电容分压器的接地端N对地的泄漏会使得介质损耗值高出真实值很多。测试电容单元C14的介质损耗时，其与中间变压器T的漏抗和补偿电抗器L会形成谐振回路，具有明显的容升效应，造成一定的电压测量困难。此外，电容单元C14的低压端子通过一根引线连接到电容分压器的接地端N，这根引线距补偿电抗器L的调节绕组较近，通过分布电容会受其高电位的影响造成测量误差。自激法施加在被测电容上的电压很低(一般不超过2kV)，不足以暴露电容缺陷，而且还容易损坏电磁单元中的限幅器。对于包含电容单元C13和电容单元C14的最下节电容，也有通过10kV正接法和反接法测试其整体介质损耗和电容量。由于中间变压器T的影响，采用反接法测试时介质损耗值和电容量测试结果偏大，而采用正接法测试时介质损耗值和电容量测试结果偏小。

[0005] 综上所述，不管采用正接法、反接法还是自激法都不能准确地测得最下节电容的真实介质损耗值和电容量。上述方法均存在着测试模型误差，且施加到电容单元C14上的电压很低(2～3kV)，不易发现该处的受潮、老化等绝缘缺陷。

发明内容

[0006] 本发明所要解决的是测试电容式电压互感器最下节电容的介质损耗值和电容量准确性低的问题。

[0007] 本发明通过下述技术方案实现：

[0008] 一种基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，包括：建立电容式电压互感器的谐振电路模型；保持电路总电流不变，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量；根据 获得与中压电容同封装的高压电容的介质损耗和中压电容的介质损耗，其中，tgδ1为与中压电容同封装的高压电容的介质损耗，tgδ2为中压电容的介质损耗，ΔP为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量，ΔQ为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的无功功率增量。

[0009] 本发明利用CVT电路结构的谐振特性，采用低频变频电源使电路发生谐振从而产生介质损耗测试所需的高电压。同时，由介质损耗因数定义出发，采用功率增量法计算介质损耗因数。建立的基于谐振特性的CVT介质损耗测试模型较常规正接法、反接法及自激法测试模型更加精确。

[0010] 可选的，建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：对于110kV以上电压等级的电容式电压互感器，提供变频电源，将变频电源的一端连接电磁单元的接地端，将变频电源的另一端、与中压电容同封装的高压电容连接的法兰以及电容分压器的接地端接地，将中间变压器的第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后外接电感，并解开阻尼电阻。

[0011] 可选的，建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：对于110kV电压等级的电容式电压互感器，提供变频电源，将变频电源的一端连接电磁单元的接地端，将变频电源的另一端、与中压电容同封装的高压电容连接的高压引线以及电容分压器的接地端接地，将中间变压器的第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后外接电感，并解开阻尼电阻。

[0012] 本发明提供的谐振电路模型具有以下优点：利用停电检修时将与中压电容同封装的高压电容连接的法兰接地或者将与中压电容同封装的高压电容连接的高压引线接地，实现不拆高压引线进行测试；试验中电容分压器的接地端接地，而电磁单元的接地端处于低电位，泄漏电流对测试的影响可以忽略；变频电源产生试验所需的高电压，且与中压电容同封装的高压电容和中压电容的绝缘电阻相并联，有利于发现电容器中存在的绝缘缺陷；异频测试抗现场工频干扰能力强；谐振时输出的电压波形较好，有利于抑制其它谐波；失去谐振条件，高电压即刻消失，有利于保护被试品和试验装置。

[0013] 可选的，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量包括：

[0014] 由变频电源提供第一激励信号以使所述谐振电路模型工作在谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流；

[0015] 由变频电源提供第二激励信号以使所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流，其中，所述第二激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度相等，所述第二激励信号的频率与所述第一激励信号的频率不相等；

[0016] 由变频电源提供第三激励信号以使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下，并使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的电路总电流等于所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，其中，所述第三激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度不相等，所述第三激励信号的频率与所述第二激励信号的频率相等；

[0017] 根据 计算所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量，其中，I1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，Requ1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的等效总电阻，Requ2为所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的等效总电阻，c1为与中压电容同封装的高压电容的电容值，c2为中压电容的电容值，f1为所述第一激励信号的频率，f2为所述第二激励信号的频率，U0为所述第一激励信号的电压幅度，U1为所述第三激励信号的电压幅度，I2为所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流。

[0018] 可选的，根据 获得与中压电容同封装的高压电容的电容值和中压电容的电容值，其中，Ic1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过与中压电容同封装的高压电容接地端的电流，Uc1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时与中压电容同封装的高压电容两端的电压差，Ic2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过中压电容接地端的电流，Uc2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时中压电容两端的电压差。

[0019] 可选的，采用钳形电流表测量所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过与中压电容同封装的高压电容接地端的电流和流过中压电容接地端的电流。

[0020] 本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

[0021] 本发明提供的基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，针对110kV及以上电压等级的电容式电压互感器，从电路角度出发，利用其本身具有的谐振特性，建立精确的介质损耗测试模型。同时着力于提升介质损耗测试电压，并消除周围泄漏电流的影响，提高介质损耗测试的灵敏性和准确性。

附图说明

[0022] 此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

[0023] 图1是110kV以上电压等级的电容式电压互感器的结构示意图；

[0024] 图2是110kV电压等级的电容式电压互感器的结构示意图；

[0025] 图3是本发明实施例的电容式电压互感器的谐振电路模型；

[0026] 图4是介质损耗因数计算示意图；

[0027] 图5是本发明实施例电容式电压互感器介质损耗测试仿真电路图；

[0028] 图6是本发明实施例仿真结果与实际值间的对比示意图；

[0029] 图7是本发明实施例更换外接电感后仿真结果与实际值间的对比示意图；

[0030] 图8是本发明实施例现场测试结果与实际值间的对比示意图。

具体实施方式

[0031] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

[0032] 实施例

[0033] 本发明实施例提供一种基于谐振特性的电容式电压互感器介质损耗测试方法，用于测试电容式电压互感器中最下节电容的介质损耗。该方法适用于图1所示的110kV以上电压等级的电容式电压互感器，也适用于图2所示的110kV电压等级的电容式电压互感器。与图1所示的110kV以上电容式电压互感器相比，110kV电压等级电容式电压互感器的区别在于：电容分压器仅有一节电容。该节电容以中间变压器T一次侧高压引出线为界，电容单元C13构成高压电容C1，电容单元C14构成中压电容C2，且电容单元C13和电容单元C14采用同样材料封装在同一节瓷套内，电容单元C13直接连接高压引线。所述电容式电压互感器介质损耗测试方法包括：

[0034] 建立电容式电压互感器的谐振电路模型；

[0035] 保持电路总电流不变，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量；

[0036] 根据 获得与中压电容同封装的高压电容的介质损耗和中压电容的介质损耗，其中，tgδ1为与中压电容同封装的高压电容的介质损耗，tgδ2为中压电容的介质损耗，ΔP为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量，ΔQ为所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的无功功率增量。

[0037] 所有有损的电容器，都可以用RC并联和RC串联两种理想模型进行分析。由于有功电流穿过电极之间的绝缘层，更像是损耗电阻并联在电极之间，而电极本身电阻为零，没有损耗。因此，通常认为并联模型更接近实际情况。本发明将与中压电容C2同封装的高压电容C13和中压电容C2均以介质的并联电路模型代替，模拟实际中产生的介质损耗。

[0038] 图3是本实施例的电容式电压互感器的谐振电路模型。对于110kV以上电压等级的电容式电压互感器，建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：提供变频电源Us，将变频电源Us的一端连接电磁单元的接地端E，将变频电源Us的另一端、与中压电容C2同封装的高压电容C13连接的法兰以及电容分压器的接地端N接地，将中间变压器T的第一主二次绕组1a-1n和第二主二次绕组2a-2n并联后外接电感，并解开阻尼电阻R。对于110kV电压等级的电容式电压互感器，建立电容式电压互感器的谐振电路模型包括：提供变频电源Us，将变频电源Us的一端连接电磁单元的接地端E，将变频电源Us的另一端、与中压电容C2同封装的高压电容C13连接的高压引线以及电容分压器的接地端N接地，将中间变压器T的第一主二次绕组1a-1n和第二主二次绕组2a-2n并联后外接电感，并解开阻尼电阻R。

[0039] 具体地，停电检修时，将高压电容C13连接的法兰接地(110kV以上电压等级的电容式电压互感器)或者将高压电容C13上方的高压引线接地(110kV电压等级的电容式电压互感器)，而中压电容C2通过电容分压器的接地端N接地。此时，高压电容C13和中压电容C2并联后一端连接中间变压器T，另一端接地。从电容式电压互感器的等效电路可知，利用电路的谐振设计，在二次负载端接入电感将降低电路的谐振频率。此外，外接电感将分担补偿电抗器L两端的电压，避免引起限幅器MOA动作。第一主二次绕组1a-1n和第二主二次绕组2a-2n并联后可增大二次带负载容量、减小谐振电路中的电阻。为此，将变比相同的二次端子并联后外接电感。变频电源Us从电磁单元的接地端E引入，需考虑中间变压器T一次绕组的直流电阻Rz的影响。

[0040] 图3中，R1为高压电容C13对应的等效绝缘电阻，R2为中压电容C2对应的等效绝缘电阻，L’为中间变压器T的短路电抗，Rk为包括中间变压器T的短路电阻以及补偿电抗器电阻的总电阻，Ri为归算到中间变压器T一次侧的外接电感的电阻，Li为归算到中间变压器T一次侧的外接电感，Rz为中间变压器T一次绕组的直流电阻。

[0041] 介质损耗的定义为 其中，P为被测试品的有功功率，Q为被测试品的无功功率，如图4所示的介质损耗因数计算图。由于介质损耗因数tgδ是只与材料特性有关而与材料尺寸、体积无关的物理量。因此，介质损耗因数tgδ也可以采用功率增量来表征，即：由于高压电容C13和中压电容C2是采用同样材料且装在同一节瓷套内，介质损耗应是一样的。

[0042] 针对建立的电容式电压互感器的谐振电路模型，获得所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量包括：

[0043] 由变频电源Us提供第一激励信号以使所述谐振电路模型工作在谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流；

[0044] 由变频电源Us提供第二激励信号以使所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下，测量所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流，其中，所述第二激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度相等，所述第二激励信号的频率与所述第一激励信号的频率不相等；

[0045] 由变频电源Us提供第三激励信号以使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下，并使所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的电路总电流等于所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，其中，所述第三激励信号的电压幅度与所述第一激励信号的电压幅度不相等，所述第三激励信号的频率与所述第二激励信号的频率相等；

[0046] 根据 计算所述谐振电路模型在谐振状态下和非谐振状态下的有功功率增量和无功功率增量，其中，I1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，Requ1为所述谐振电路模型工作在谐振状态下的等效总电阻，Requ2为所述谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的等效总电阻，c1为与中压电容同封装的高压电容的电容值，c2为中压电容的电容值，f1为所述第一激励信号的频率，f2为所述第二激励信号的频率，U0为所述第一激励信号的电压幅度，U1为所述第三激励信号的电压幅度，I2为所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流。

[0047] 具体地，设置变频电源Us输出激励信号的电压幅度为一低电压(例如三四十伏)，变换激励信号的频率，当整个谐振电路模型的功率因数cosψ＝1时，即谐振电路模型工作在谐振状态下，此时变频电源Us输出的激励信号即为所述第一激励信号，所述第一激励信号的电压幅度为U0、频率为f1，测量获得所述谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流为I1，所述谐振电路模型工作在谐振状态下的等效总电阻 在谐振状态下电路中的总电感量与总电容量间关系为 ω1＝2×π×f1，ω1为谐振状态下的角频率，Lequ为谐振状态下电路中的总电感。

[0048] 保持变频电源Us输出激励信号的电压幅度不变，将变频电源Us输出激励信号的频率由f1改变为一接近f1的频率f2，此时变频电源Us输出的激励信号即为所述第二激励信号，谐振电路模型工作在第一非谐振状态下，测量获得所述谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的电路总电流为I2。频率f1和频率f2的大小可根据实际需求进行设置，例如，可以设置二者之间相差不超过1Hz。谐振电路模型工作在第一非谐振状态下的阻抗 电抗ω2＝2×π×f2，ω2为第一非谐振状态下的角频率。根据所述谐振电路模型工作在谐振状态下时电路中的总电感与总电容间的关系，可以得到

[0049] 保持变频电源Us输出激励信号的频率不变，变换激励信号的电压幅度，使电路总电流等于I1，此时变频电源Us输出的激励信号即为所述第三激励信号，所述第三激励信号的电压幅度为U1、频率为f2，谐振电路模型工作在第二非谐振状态下。由于谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的电路总电流等于谐振电路模型工作在谐振状态下的电路总电流，因此，电路中固定电阻(中间变压器T一次绕组的直流电阻Rz与包括中间变压器T的短路电阻以及补偿电抗器电阻的总电阻Rk之和)的有功功率一致，二次负载的有功功率也一致。此时，谐振电路模型工作在第二非谐振状态下的阻抗 等效总电阻

[0050] 所述谐振电路模型在谐振状态下和第二非谐振状态下的有功功率增量ΔP＝I12×(Requ1-Requ2)，而被试品的无功功率计算式为： 其中，ω＝2×π×f为角频率，Ic为流过高压电容C13和中压电容C2的总电流，由于绝缘电阻R1和绝缘电阻R2的阻值相比高压电容C13和中压电容C2的容抗值会高出两个数量级以上，计算时Ic可用电路总电流代替。因此，所述谐振电路模型在谐振状态下和第二非谐振状态下的无功功率增量[0051] 综上所述，高压电容C13的介质损耗因数tgδ1和中压电容C2的介质损耗因数tgδ2为：

[0052] 需要说明的是，根据流过电容的电流值与电容的电容值成正比关系，高压电容C13的电容值和中压电容C2的电容值可以根据 获得，其中，Ic1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过高压电容C13接地端的电流，Uc1为所述谐振电路模型工作在谐振状态时高压电容C13两端的电压差，Ic2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时流过中压电容C2接地端的电流，Uc2为所述谐振电路模型工作在谐振状态时中压电容C2两端的电压差。流过高压电容C13接地端的电流Ic1和流过中压电容C2接地端的电流Ic2可以采用钳形电流表测量，在所述谐振电路模型工作在谐振状态下进行测试。

[0053] 以上测试过程是变频电源Us输出激励信号的电压幅度为较低电压情况下测得的高压电容C13和中压电容C2的介质损耗及对应电容量。为了更灵敏地发现高压电容C13和中压电容C2中可能存在的绝缘缺陷，可以增大施加于高压电容C13和中压电容C2上的电压。因此，提高变频电源Us输出激励信号的电压幅度以增大所述谐振电路模型电路中的总电流，根据 算出在谐振状态时施加在高压电容C13和中压电容C2上的电压，根据 算出在第一非谐振状态时施加在高压电容C13
和中压电容C2上的电压，根据 算出在第二非谐振状态时施加
在高压电容C13和中压电容C2上的电压，由于第一频率f1与第二频率f2接近，因此上述三种状态下高压电容C13和中压电容C2上的电压基本维持稳定。在此高电压下，重复前述测量过程，获得ΔP和ΔQ并计算出高电压下的高压电容C13和中压电容C2的介质损耗。

[0054] 为更好地说明本实施例的效果，发明人对本实施例提供的电容式电压互感器介质损耗测试方法进行了仿真验证。以某公司生产的电容式电压互感器为例，其电容分压器由数十只膜纸复合介质的电容元件串联组成，基本参数如下：额定一次电压110/√3kV，第一主二次绕组的额定电压为0.1/√3kV、额定输出为100VA，第二主二次绕组的额定电压为0.1/√3kV、额定输出为150VA，剩余电压绕组的额定电压为0.1kV、额定输出为100VA；额定总电容为20nF，额定高压电容为28.444nF，额定中压电容为67.368nF；额定电压因素/额定时间为1.5/30s。补偿电抗器两端并联的避雷器参数如下：型号HYW-2.0/4.5，额定电压为
2kV，持续运行电压为1.6kV。仿真测试中假定电容器均匀受潮，即每只膜纸复合介质电容元件均由相同的电容与电阻并联组成。

[0055] 将第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后外接电感，外接电感的电感量为5mH、直流电阻为1mΩ；解开阻尼电阻并保持开路。中间变压器由励磁电感并联理想变压器等效，励磁电抗约30MΩ，这里设为0.1MH，理想变压器变比由铭牌参数可知第一主二次绕组和第二主二次绕组均为326.56。此外，设中间变压器的短路电阻与补偿电抗器的电阻之和为1Ω；高压电容和中压电容的电容量为额定值，中间变压器的短路电抗与补偿电抗器电抗之和为105.75H；设中压电容的等效绝缘电阻为100MΩ，则高压电容的等效绝缘电阻为236.844MΩ；中间变压器一次绕组直流电阻设为4kΩ。由此，建立的仿真电路如图5所示。

[0056] 在图5中，XMM1～XMM 3以及XMM 9为电流表，内阻为1nΩ，分别测量高压电容和中压电容支路电流、电路总电流及外加电感线圈上的电流；XMM4～XMM 8为电压表，内阻为1000TΩ，分别测量高压电容和中压电容上电压、补偿电抗与中间变压器短路电抗之总电压、二次负载电压、励磁电抗电压；XWM1～XWM 5为功率表，分别测量高压电容和中压电容支路有功损耗、二次负载有功损耗、电路总有功损耗及固定电阻的有功损耗。

[0057] 通过测量变频电源输出的电压、电流、频率及电路的总有功功率，仿真计算出的电路参数值与实际值间的对比及误差如图6所示。从图6可知，仿真计算值与实际值对比：电容、电感、谐振频率及电容上施加电压的误差均在1％以内，介质损耗因数根据换算至50Hz后，误差在3％以内，其中，tgδ11为频率f11对应的介质损耗因素，tgδ12为频率f12对应的介质损耗因素。

[0058] 将电路中的电流归算至中间变压器二次侧并与二次侧测量到的电压相乘，可验算二次负载为240.6VA<100VA+150VA；将总电感电压减去归算至中间变压器一次侧的测量电压，可验算补偿电抗器两端最高电压为799.9V<1.6kV；中间变压器励磁电抗上电压与磁通量间的关系为E＝4.44×f×N×Φ，其中，E为中间变压器励磁电抗上电压，Φ为磁通量，f为中间变压器工作频率，N为励磁电感的线圈数。通过仿真后，算出中间变压器励磁电抗上电压为4.042kV，对应频率为20.387Hz。由CVT铭牌可知，中间变压器可在1.2倍额定电压下即励磁电压为22.625kV长期运行，对应频率为50Hz。中间变压器铁芯磁通量与1.2倍额定电压下磁通量间关系为Φ1＝0.44Φc，因而不会发生磁饱和。

[0059] 更换外接电感，外接电感的电感量为2.5mH、直流电阻为1mΩ，仿真计算结果如图7所示。从图7知，电容、电感、谐振频率及电容上施加电压的误差均在0.5％以内；介质损耗因数换算至50Hz后，误差小于8％。

[0060] 验算二次负载为231.5VA<100VA+150VA；补偿电抗器两端最高电压为1.282kV<1.6kV；中间变压器铁芯磁通量与1.2倍额定电压下磁通量间关系为Φ2＝0.27Φc，即不会发生磁饱和。

[0061] 仿真结果表明：通过测量变频电源输出的电压、电流、频率和有功功率，仿真计算值能够准确反映出CVT电路中的各个电气参数值，介质损耗因数换算至50Hz下与实际值相吻合。

[0062] 为了验证上述基于谐振特性的CVT介质损耗测试方法的有效性，本实施例对前述某公司生产的电容式电压互感器进行现场介损试验。被试CVT出厂试验时还未安装电磁单元部分，对电容分压器单独进行介质损耗试验。出厂报告显示：实际总电容为20.261nF，实际高压电容为28.776nF，实际中压电容为68.475nF；10kV时介质损耗值为0.0455％，额定相电压时介质损耗值为0.0458％。

[0063] 试验中采用变频电源在交流电压0V～300V内连续可调，频率19.0Hz～50.0Hz连续可调，电源容量500VA，同时可测量输出电流及电路总有功功率。将被试CVT阻尼电阻解开，第一主二次绕组和第二主二次绕组并联后接入电感量为5mH、直流电阻为1mΩ的非铁芯电感线圈，电压表和电流表分别测量电感线圈上的电压及电流。将CVT顶部高压侧接地，采用钳形电流表依次测量流过高压电容和中压电容端的电流。

[0064] 将基于谐振特性的CVT介质损耗测试法与常规正接法、反接法及自激法进行对比试验，其中正接法和反接法测试时电磁单元的接地端E悬空且二次绕组均短路接地。上述几种测试方法与出厂值对比，结果如图8所示。由图8可知，常规法中正接法测得的介质损耗值和电容量均偏小，不易发现绝缘缺陷；自激法试验电压较低，致使测量结果误差很大；反接法能比较准确地反映设备的绝缘状况；谐振法与出厂值最接近误差最小，较常规法更加精确，验证了该试验方法的有效性。

[0065] 现场试验结果表明：与常规正接法、反接法、自激法相比，谐振法测试CVT介质损耗结果更加准确，与出厂值更加吻合。

[0066] 以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。