开关电源装置

摘要

本发明的开关电源装置具备：2个变压器；2个逆变器电路；以包含8个整流元件、第一和第二扼流线圈、与电容元件的方式构成的整流平滑电路；以及驱动单元。在整流平滑电路中，设置有各自具有2根杆件的2个全桥整流电路，并且该2根杆件各自包含2个整流元件，2个变压器的二次绕组以H桥式分别单独连接于上述2个全桥整流电路。2根杆件中的第一杆件的第一端彼此的连接点连接于第一扼流线圈的第一端，第二杆件的第一端彼此的连接点连接于第二扼流线圈的第一端。第一和第二扼流线圈的第二端彼此的连接点连接于电容元件的第一端，各个全桥整流电路的第一杆件的第二端彼此的连接点与第二杆件的第二端彼此的连接点分别连接于电容元件的第二端。

权利要求

1.一种开关电源装置，其中，具备：

输入端子对，输入输入电压；

输出端子对，输出输出电压；

2个变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；

2个逆变器电路，互相并联配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；

整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包含8个整流元件、第一和第二扼流线圈、与配置在所述输出端子对之间的电容元件的方式构成；以及驱动单元，进行分别控制所述2个逆变器电路的所述开关元件的动作的切换驱动，在所述整流平滑电路中，设置有各自具有2根杆件的2个全桥整流电路，并且所述2根杆件各自包含以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，所述2个变压器的所述二次绕组以H桥式分别单独连接于所述2个全桥整流电路，所述各个全桥整流电路的所述2根杆件中的第一杆件的第一端彼此的连接点(第一连接点)连接于所述第一扼流线圈的第一端，并且第二杆件的第一端彼此的连接点(第二连接点)连接于所述第二扼流线圈的第一端，所述第一和第二扼流线圈的第二端彼此的连接点(第三连接点)连接于所述电容元件的第一端，所述各个全桥整流电路的所述第一杆件的第二端彼此的连接点(第四连接点)与所述第二杆件的第二端彼此的连接点(第五连接点)分别连接于所述电容元件的第二端。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，

在所述各个全桥整流电路的所述第一杆件和所述第二杆件中，所述整流元件的阴极分别配置于所述第一端侧，并且

所述整流元件的阳极分别配置于所述第二端侧。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，

在所述各个全桥整流电路的所述第一杆件和所述第二杆件中，所述整流元件的阴极分别配置于所述第二端侧，并且

所述整流元件的阳极分别配置于所述第一端侧。

4.根据权利要求1至权利要求3中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述整流元件由场效应晶体管的寄生二极管构成。

5.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述2个逆变器电路由包含2个所述开关元件的半桥电路、或包含4个所述开关元件的全桥电路构成。

6.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述2个逆变器电路在彼此之间具有相位差的条件下工作的方式，进行所述切换驱动。

7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元通过根据所述相位差的大小而分别改变所述第一和第二扼流线圈的励磁期间，来控制所述输出电压的大小。

8.根据权利要求6或权利要求7所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述2个逆变器电路各自的所述开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式进行所述切换驱动。

说明书

开关电源装置

技术领域

[0001] 本发明涉及一种使用开关元件进行电压变换的开关电源装置。

背景技术

[0002] 作为开关电源装置的一个例子，提出了各种DC-DC切换器，已被投入实际使用(例如，专利文献1、2)。这种DC-DC切换器一般来说，具备：包含开关元件的逆变器电路、电力变压器(变压元件)、与整流平滑电路。

[0003] 现有技术文献

[0004] 专利文献

[0005] 专利文献1：美国专利申请公开第2009/0196072号说明书

[0006] 专利文献2：美国专利第8780585号说明书

发明内容

[0007] 然而，像这样的DC-DC切换器等开关电源装置一般来说，期望提高电力转换效率。

[0008] 因此，期望提供一种可以容易地提高电力转换效率的开关电源装置。

[0009] 本发明的一种实施方式的开关电源装置具备：输入端子对，输入输入电压；输出端子对，输出输出电压；2个变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；2个逆变器电路，互相并联配置在输入端子对与一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；整流平滑电路，配置在输出端子对与二次绕组之间，并且以包含8个整流元件、第一和第二扼流线圈、与配置在输出端子对之间的电容元件的方式构成；以及驱动单元，进行分别控制2个逆变器电路的开关元件的动作的切换驱动。在上述整流平滑电路中，设置有各自具有2根杆件的2个全桥整流电路，并且该2根杆件各自包含以同一方向互相串联配置的2个整流元件，2个变压器的二次绕组以H桥式分别单独连接于上述2个全桥整流电路。另外，各个全桥整流电路的2根杆件中的第一杆件的第一端彼此的连接点连接于第一扼流线圈的第一端，并且第二杆件的第一端彼此的连接点连接于第二扼流线圈的第一端。另外，第一和第二扼流线圈的第二端彼此的连接点连接于电容元件的第一端，各个全桥整流电路的第一杆件的第二端彼此的连接点与第二杆件的第二端彼此的连接点分别连接于电容元件的第二端。

[0010] 根据本发明的一种实施方式的开关电源装置，可以容易地提高电力转换效率。此外，本说明书所记载的效果只是例示，并不限于此，另外也可以具有附加效果。

附图说明

[0011] 图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置的概略结构例子的电路图。

[0012] 图2是表示图1所示的开关电源装置的动作例子的时序波形图。

[0013] 图3是表示图1所示的开关电源装置的工作状态例子的电路图。

[0014] 图4是表示继图3之后的工作状态例子的电路图。

[0015] 图5是表示继图4之后的工作状态例子的电路图。

[0016] 图6是表示继图5之后的工作状态例子的电路图。

[0017] 图7是表示继图6之后的工作状态例子的电路图。

[0018] 图8是表示继图7之后的工作状态例子的电路图。

[0019] 图9是表示继图8之后的工作状态例子的电路图。

[0020] 图10是表示继图9之后的工作状态例子的电路图。

[0021] 图11是表示变形例1的开关电源装置的概略结构例子的电路图。

[0022] 图12是表示图11所示的开关电源装置的动作例子的时序波形图。

[0023] 图13是表示变形例2的开关电源装置的概略结构例子的电路图。

[0024] 图14是表示变形例3的开关电源装置的概略结构例子的电路图。

[0025] 图15是表示变形例4的整流平滑电路的结构例子的电路图。

[0026] 符号的说明

[0027] 1,1A～1C 开关电源装置

[0028] 10 电池

[0029] 21,22,23,21A,21B,22A,22B,22C 逆变器电路

[0030] 31,32,33 变压器

[0031] 311,321,331 一次绕组

[0032] 312,322,332 二次绕组

[0033] 4,4A 整流平滑电路

[0034] 411,412,421,422,431,432,441,442 整流二极管

[0035] 5 驱动电路

[0036] 7 负载

[0037] T1,T2 输入端子

[0038] T3,T4 输出端子

[0039] L1H 一次侧高压线

[0040] L1L 一次侧低压线

[0041] LO 输出线

[0042] LG 接地线

[0043] Vin 直流输入电压

[0044] Vout 直流输出电压

[0045] Iout 输出电流

[0046] Ia～Is 电流

[0047] Cin 输入平滑电容器

[0048] Cout 输出平滑电容器

[0049] S1～S8 开关元件

[0050] SG1～SG8 驱动信号

[0051] D1～D8,D51,D52 二极管

[0052] C1～C8,C51,C52,C61,C62 电容器

[0053] Lr 谐振电感器

[0054] Lch1,Lch2 扼流线圈

[0055] P0～P9,P12,P13 连接点

[0056] t0～t9,t10～t19 时间

[0057]  相位差

[0058] ΔTch1,ΔTch2 励磁期间

具体实施方式

[0059] 下面参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。再有，说明按以下的顺序进行。

[0060] 1.实施方式(各个逆变器电路由半桥电路构成的例子)

[0061] 2.变形例

[0062] 变形例1(各个逆变器电路由全桥电路构成的例子)

[0063] 变形例2(在逆变器电路内设置有用于防止偏励磁的电容元件的例子)

[0064] 变形例3(在逆变器电路内设置有用于反向电压钳位的整流元件的例子)

[0065] 变形例4(整流平滑电路的其他结构例子)

[0066] 3.其他变形例

[0067] <1.实施方式>

[0068] [结构]

[0069] 图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置(开关电源装置1)的概略结构例子的电路图。该开关电源装置1将由电池10(第一电池)供给的直流输入电压Vin变压成直流输出电压Vout，供应给未图示的第二电池用来驱动负载7，从而发挥作为DC-DC切换器的功能。在这里，作为开关电源装置1的变压形态，可以是上变换(升压)和下变换(降压)中的任何一种。再有，直流输入电压Vin对应于本发明的“输入电压”的一个具体例子，直流输出电压Vout对应于本发明的“输出电压”的一个具体例子。

[0070] 开关电源装置1具备：2个输入端子T1和T2、2个输出端子T3和T4、输入平滑电容器Cin、2个逆变器电路21和22、2个变压器31和32、整流平滑电路4、与驱动电路5。在输入端子T1、T2之间输入直流输入电压Vin，从输出端子T3、T4之间输出直流输出电压Vout。再有，输入端子T1、T2对应于本发明的“输入端子对”的一个具体例子，输出端子T3、T4对应于本发明的“输出端子对”的一个具体例子。

[0071] 输入平滑电容器Cin配置在连接于输入端子T1的一次侧高压线L1H与连接于输入端子T2的一次侧低压线L1L之间。具体地说，在后述的2个逆变器电路21、22与输入端子T1、T2之间的位置上，输入平滑电容器Cin的第一端连接于一次侧高压线L1H，并且输入平滑电容器Cin的第二端连接于一次侧低压线L1L。该输入平滑电容器Cin是用于使从输入端子T1、T2输入的直流输入电压Vin平滑化的电容器。再有，在图1所示的电路结构例子中，因为后述的逆变器电路21、22内的2个电容器C51、C52也分别发挥作为输入平滑电容器的功能，所以也可以不设置该输入平滑电容器Cin。

[0072] (逆变器电路21、22)

[0073] 逆变器电路21、22在输入端子T1、T2与后述的变压器31、32的一次绕组311、321之间互相并联配置。这些逆变器电路21、22分别由包含2个开关元件的半桥电路构成。

[0074] 具体地说，逆变器电路21具有：2个开关元件S1、S2；分别对这些开关元件S1、S2并联连接的电容器C1、C2和二极管D1、D2；与2个电容器C51、C52。另外，逆变器电路22具有：2个开关元件S3、S4；分别对这些开关元件S3、S4并联连接的电容器C3、C4和二极管D3、D4；2个电容器C51、C52、与谐振电感器Lr。总之，电容器C51、C52是分别在逆变器电路21、22中共有的元件。再有，二极管D1～D4都是：阴极配置在一次侧高压线L1H侧，并且阳极配置在一次侧低压线L1L侧，成为反方向连接状态。

[0075] 在逆变器电路21中，开关元件S1、S2各自的第一端；电容器C1、C2各自的第一端；二极管D1的阳极；与二极管D2的阴极在连接点P1互相连接。电容器C51、C52的第一端彼此在连接点P3互相连接。开关元件S1的第二端、电容器C1的第二端、二极管D1的阴极与电容器C51的第二端在一次侧高压线L1H上的连接点P4互相连接。开关元件S2的第二端、电容器C2的第二端、二极管D2的阳极与电容器C52的第二端在一次侧低压线L1L上的连接点P5互相连接。在连接点P1、P3之间，插入配置有后述的变压器31的一次绕组311。在具有这样的结构的逆变器电路21中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG1、SG2，各个开关元件S1、S2进行导通·切断动作，将施加在输入端子T1、T2之间的直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器31输出。

[0076] 在逆变器电路22中，开关元件S3、S4各自的第一端；电容器C3、C4各自的第一端；二极管D3的阳极；与二极管D4的阴极在连接点P2互相连接。开关元件S3的第二端、电容器C3的第二端、二极管D3的阴极与电容器C51的第二端在上述连接点P4互相连接。开关元件S4的第二端、电容器C4的第二端、二极管D4的阳极与电容器C52的第二端在上述连接点P5互相连接。在连接点P3、P2之间，后述的变压器32的一次绕组321与谐振电感器Lr以互相串联的状态插入配置。具体地说，一次绕组321的第一端连接于连接点P3，一次绕组321的第二端与谐振电感器Lr的第一端在连接点P6互相连接，谐振电感器Lr的第二端连接于连接点P2。在具有这样的结构的逆变器电路22中，通过按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG3、SG4，各个开关元件S3、S4进行导通·切断动作，也将直流输入电压Vin变换成交流电压向变压器32输出。

[0077] 再有，作为开关元件S1～S4，例如使用场效应晶体管(MOS-FET：Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor)等开关元件。在使用MOS-FET作为开关元件S1～S4的情况下，电容器C1～C4和二极管D1～D4可以分别由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管构成。另外，电容器C1～C4也可以分别由二极管D1～D4的结电容构成。在像这样构成的情况下，不需要在开关元件S1～S4之外另外设置电容器C1～C4、二极管D1～D4，从而可以使逆变器电路21、22的电路结构简化。

[0078] (变压器31、32)

[0079] 变压器31具有一次绕组311和二次绕组312。一次绕组311的第一端连接于连接点P1，第二端连接于连接点P3。二次绕组312的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P7，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P8。该变压器31对由逆变器电路21生成的交流电压(输入变压器31的交流电压)进行电压变换，从二次绕组312的端部输出交流电压。再有，在这种情况下的电压变换程度由一次绕组311与二次绕组312的匝数比来决定。

[0080] 变压器32也同样具有一次绕组321和二次绕组322。一次绕组321的第一端连接于连接点P3，第二端连接于连接点P6。二次绕组322的第一端连接于后述的整流平滑电路4内的连接点P9，第二端连接于整流平滑电路4内的连接点P0。该变压器32对由逆变器电路22生成的交流电压(输入变压器32的交流电压)进行电压变换，从二次绕组322的端部输出交流电压。再有，在这种情况下的电压变换程度由一次绕组321与二次绕组322的匝数比来决定。

[0081] (整流平滑电路4)

[0082] 整流平滑电路4配置在变压器31、32的二次绕组312、322与输出端子T3、T4之间。该整流平滑电路4具有8个整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442；2个扼流线圈Lch1、Lch2；与1个输出平滑电容器Cout。再有，整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442分别对应于本发明的“整流元件”的一个具体例子，输出平滑电容器Cout对应于本发明的“电容元件”的一个具体例子。另外，扼流线圈Lch1对应于本发明的“第一扼流线圈”的一个具体例子，扼流线圈Lch2对应于本发明的“第二扼流线圈”的一个具体例子。

[0083] 在该整流平滑电路4中，形成有各自具有2根杆件的2个全桥整流电路，并且该2根杆件各自包含以同一方向互相串联配置的2个整流二极管。具体地说，通过包含整流二极管411、412的左侧杆件(第一杆件)与包含整流二极管421、422的右侧杆件(第二杆件)形成第一全桥整流电路。同样，通过包含整流二极管431、432的左侧杆件(第一杆件)与包含整流二极管441、442的右侧杆件(第二杆件)形成第二全桥整流电路。

[0084] 另外，这些第一、第二全桥整流电路在输出端子T3、T4之间互相并联配置。具体地说，第一、第二全桥整流电路上的上述第一杆件的第一端彼此的连接点连接于从输出端子T3通过输出线LO配置的扼流线圈Lch1的第一端，该第一杆件的第二端彼此的连接点连接于从输出端子T4延伸的接地线LG。另外，第一、第二全桥整流电路上的上述第二杆件的第一端彼此的连接点连接于从输出端子T3通过输出线LO配置的扼流线圈Lch2的第一端，该第二杆件的第二端彼此的连接点连接于接地线LG。

[0085] 这里在第一全桥整流电路的上述第一杆件中，整流二极管411、412的阴极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧，并且整流二极管411、412的阳极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管411的阴极连接于扼流线圈Lch1的上述第一端侧，整流二极管411的阳极与整流二极管412的阴极在连接点P7互相连接，整流二极管412的阳极连接于接地线LG。另一方面，在第一全桥整流电路的上述第二杆件中，整流二极管421、422的阴极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧，并且整流二极管421、422的阳极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管421的阴极连接于扼流线圈Lch2的上述第一端侧，整流二极管421的阳极与整流二极管422的阴极在连接点P8互相连接，整流二极管422的阳极连接于接地线LG。

[0086] 同样，在第二全桥整流电路的上述第一杆件中，整流二极管431、432的阴极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧，并且整流二极管431、432的阳极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管431的阴极连接于扼流线圈Lch1的上述第一端侧，整流二极管431的阳极与整流二极管432的阴极在连接点P9互相连接，整流二极管432的阳极连接于接地线LG。另一方面，在第二全桥整流电路的上述第二杆件中，整流二极管441、442的阴极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧，并且整流二极管441、442的阳极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧。具体地说，整流二极管441的阴极连接于扼流线圈Lch2的上述第一端侧，整流二极管441的阳极与整流二极管442的阴极在连接点P0互相连接，整流二极管442的阳极连接于接地线LG。

[0087] 另外，变压器31、32的二次绕组312、322以H桥式分别单独连接于这些第一、第二全桥整流电路。具体地说，对于第一全桥整流电路，变压器31的二次绕组312以H桥式连接。另外，对于第二全桥整流电路，变压器32的二次绕组322以H桥式连接。更具体地说，在第一全桥整流电路的连接点P7、P8之间，插入配置有二次绕组312，并且在第二全桥整流电路的连接点P9、P0之间，插入配置有二次绕组322。

[0088] 并且，扼流线圈Lch1、Lch2的第二端彼此的连接点连接于输出平滑电容器Cout的第一端。另外，第一、第二全桥整流电路的上述第一杆件的第二端彼此的连接点与上述第二杆件的第二端彼此的连接点分别在接地线LG上连接于输出平滑电容器Cout的第二端。

[0089] 关于这样的结构的整流平滑电路4，在第一、第二全桥整流电路中，对由变压器31、32输出的交流电压进行整流并输出。另外，在由扼流线圈Lch1、Lch2与输出平滑电容器Cout构成的平滑电路中，对被上述第一、第二全桥整流电路整流过的电压进行平滑化，由此生成直流输出电压Vout。再有，像这样生成的直流输出电压Vout从输出端子T3、T4向第二电池(未图示)输出、供电。

[0090] (驱动电路5)

[0091] 驱动电路5是进行分别控制逆变器电路21、22内的开关元件S1～S4的动作的切换驱动的电路。具体地说，驱动电路5通过对开关元件S1～S4分别供给驱动信号SG1～SG4，来控制各个开关元件S1～S4的导通·切断动作。

[0092] 这里在本实施方式中，驱动电路5以使2个逆变器电路21、22在彼此之间具有相位差(后述的相位差 )的条件下工作的方式进行切换驱动。换句话说，该驱动电路5对开关元件S1～S4进行切换相位控制，通过适当地设定上述相位差，来使直流输出电压Vout稳定化。另外，这时驱动电路5以在这些逆变器电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)的方式，进行切换驱动，在后面详细叙述。再有，该驱动电路5对应于本发明的“驱动单元”的一个具体例子。

[0093] [动作和作用·效果]

[0094] (A.基本动作)

[0095] 在该开关电源装置1中，通过在逆变器电路21、22中，对从输入端子T1、T2供给的直流输入电压Vin进行转换，生成交流电压。该交流电压被提供给变压器31、32的一次绕组311、321。然后，在变压器31、32中，对该交流电压进行变压，并从二次绕组312、322输出被变压后的交流电压。

[0096] 在整流平滑电路4中，从变压器31、32输出的交流电压(被变压后的交流电压)由整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442整流之后，通过扼流线圈Lch1、Lch2和输出平滑电容器Cout进行平滑化。由此，从输出端子T3、T4输出直流输出电压Vout。然后，该直流输出电压Vout被提供给未图示的第二电池以供其充电，并且驱动负载7。

[0097] (B.详细动作)

[0098] 其次，参照图2～图10，对开关电源装置1的详细动作进行说明。

[0099] 图2表示开关电源装置1的各部分的电压波形或电流波形的时序波形图。具体地说，图2的(A)、图2的(B)表示驱动信号SG1～SG4的各个电压波形。图2的(C)～图2的(G)表示如图1中所示的分别流经一次绕组311、321的电流I311、I321与分别流经整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442的电流I411、I412、I421、I422、I431、I432、I441、I442的各个电流波形。图2的(H)表示如图1中所示的施加在扼流线圈Lch1的第一端和接地线LG之间的电压V1、与施加在扼流线圈Lch2的第一端和接地线LG之间的电压V2的各个电压波形。图2的(I)表示如图1中所示的流经扼流线圈Lch1的电流ILch1、流经扼流线圈Lch2的电流ILch2、为这些电流ILch1及ILch2的和的电流(ILch1+ILch2)、与输出电流Iout的各个电流波形。再有，各个电压和各个电流的方向分别以图1中的箭头所示的方向为正方向。

[0100] 另外，图3～图10分别表示图2中所示的各时间(时间t0～t5)的开关电源装置1的工作状态的电路示意图。再有，图2所示的动作是时间t0～t5(前半部分的半周期份)的动作与时间t5～t0(后半部分的半周期份)的动作合并的1周期份的动作。

[0101] (B-1.前半部分的半周期份动作)

[0102] 最初，参照图2～图10，对前半部分的半周期份(时间t0～t5)动作进行说明。

[0103] 从开关元件S1～S4的驱动信号SG1～SG4(图2的(A)、(B))看，如下所示。也就是说，这些开关元件S1～S4在切换动作的任何状态下，以施加有直流输入电压Vin的输入端子T1、T2不发生电短路的组合和时间被驱动。具体地说，开关元件S3、S4彼此不会同时导通，另外，开关元件S1、S2彼此也不会同时导通。为了避免它们同时导通而设定的时间间隔被称为“死区时间”。另外，2个逆变器电路21、22彼此(开关元件S1、S2与开关元件S3、S4)如图2所示，在动作时具有相位差 总之，驱动电路5对这些开关元件S1～S4进行切换相位控制。

[0104] (时间t0～t2)

[0105] 首先，在时间t0之前的期间，开关元件S2、S3为导通状态，并且开关元件S1、S4为切断状态(图2的(A)、(B))。其次，在时间t0～t2期间，首先，在时间t0，开关元件S3变为切断状态(图2的(B))。

[0106] 于是如图3所示，在变压器31、32的一次侧(逆变器电路21、22)，分别流过回线电流Ia、Ib、Ic、Id。具体地说，回线电流Ia以依次经由高压电池10、输入端子T2、电容器C52、电容器C51、输入端子T1和高压电池10而循环的方式流动。回线电流Ib以依次经由一次绕组311、开关元件S2、电容器C52和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Ic以依次经由谐振电感器Lr、一次绕组321、电容器C51、电容器C3和谐振电感器Lr而循环的方式流动。回线电流Id以依次经由谐振电感器Lr、一次绕组321、电容器C52、电容器C4和谐振电感器Lr而循环的方式流动。

[0107] 其中，回线电流Ic、Id(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在谐振电感器Lr和变压器32的漏感(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过这些谐振电感器Lr和变压器32的漏感与电容器C3、C4、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流Ic、Id流动。由于这些回线电流Ic、Id，电容器C3被充电，另一方面，电容器C4被放电。

[0108] 另一方面，在变压器31、32的二次侧(整流平滑电路4)，如图3所示，分别流过回线电流Ie1、Ie2、If1、If2和输出电流Iout。回线电流Ie1以依次经由扼流线圈Lch1、输出平滑电容器Cout、整流二极管412、整流二极管411和扼流线圈Lch1而循环的方式流动。回线电流Ie2以依次经由扼流线圈Lch1、输出平滑电容器Cout、整流二极管432、整流二极管431和扼流线圈Lch1而循环的方式流动。回线电流If1以依次经由二次绕组312、扼流线圈Lch2、输出平滑电容器Cout、整流二极管412和二次绕组312而循环的方式流动。回线电流If2以依次经由二次绕组322、整流二极管431、扼流线圈Lch1、输出平滑电容器Cout、整流二极管442和二次绕组322而循环的方式流动。另外，输出电流Iout以依次经由输出平滑电容器Cout、输出端子T3、负载7、输出端子T4和输出平滑电容器Cout而循环的方式流动，由此驱动负载7。

[0109] 在该时间t0～t2期间，此后，如果达到开关元件S3的两端之间的电压＝Vin，并且开关元件S4的两端之间的电压＝0V(连接点P2的电位＝0V)，那么如下所述。

[0110] 也就是说，如图4所示，作为体二极管的二极管D4导通。因此，流经该二极管D4的回线电流Ih代替图3所示的回线电流Ic、Id流动。具体地说，该回线电流Ih以依次经由谐振电感器Lr、一次绕组321、电容器C52、二极管D4和谐振电感器Lr而循环的方式流动。

[0111] 再有，这时在变压器31、32的一次侧，图4所示的回线电流Ig代替图3所示的回线电流Ia流动。具体地说，该回线电流Ig以依次经由高压电池10、输入端子T1、电容器C51、电容器C52、输入端子T2和高压电池10而循环的方式流动。另外，在变压器31、32的二次侧，图3所示的回线电流Ie1、Ie2、If1、If2和输出电流Iout维持原样继续流动，驱动负载7。

[0112] 接着，以这种方式使二极管D4导通之后，如图5所示，开关元件S4变为导通状态(图2的(B))。由此实现ZVS(零电压·切换)动作，其结果是开关元件S4的损失(切换损失)降低。
这时，如图5所示，流经该开关元件S4的回线电流Ii代替图4所示的回线电流Ih流动。该回线电流Ii以依次经由谐振电感器Lr、一次绕组321、电容器C52、开关元件S4和谐振电感器Lr而循环的方式流动。再有，以这种方式将积蓄在前述谐振电感器Lr和变压器32的漏感上的能量全部释放时，相当于图2中的时间t2。

[0113] (时间t2～t3)

[0114] 其次，如图6所示，在时间t2～t3期间如下所述。也就是说，在变压器31、32的一次侧，流过与图5所示的回线电流Ii相反方向的回线电流Ij。总之，回线电流的方向反转。该回线电流Ij以依次经由谐振电感器Lr、开关元件S4、电容器C52、一次绕组321和谐振电感器Lr而循环的方式流动。

[0115] 另外，伴随这样在一次侧的电流反转，在变压器31、32的二次侧，如图6所示，回线电流Ik代替上述的回线电流If2流动。该回线电流Ik以依次经由二次绕组322、整流二极管441、扼流线圈Lch2、输出平滑电容器Cout、整流二极管432和二次绕组322而循环的方式流动。

[0116] 在这里，该时间t2～t3期间成为从变压器31、32的一次侧向二次侧传送电力的期间。再有，从该时间t2至后述的时间t5的期间成为使用变压器32的电力传送期间。

[0117] 这时在变压器32的一次绕组321中，连接点P3侧变成“H(High)”状态，连接点P6侧变成“L(Low)”状态，在二次绕组322中，连接点P0侧变成“H”状态，连接点P9侧变成“L”状态。因此，如果将变压器32的一次绕组321的匝数和二次绕组322的匝数分别作为Np2、Ns2，那么在该二次绕组322的两端之间，产生由(Vin/2)×(Ns2/Np2)表示的电压|V322|。

[0118] 另一方面，在变压器31的一次绕组311中，连接点P3侧变成“H”状态，连接点P1侧变成“L”状态，在二次绕组312中，连接点P8侧变成“H”状态，连接点P7侧变成“L”状态。因此，如果将变压器31的一次绕组311的匝数和二次绕组312的匝数分别作为Np1、Ns1，那么在该二次绕组312的两端之间，产生由(Vin/2)×(Ns1/Np1)表示的电压|V312|。

[0119] 因为各个二次绕组312、322的两端的电位的高低状态(“H”状态、“L”状态)变成这样，所以在该时间t2～t3期间，如下所述。也就是说，这些二次绕组312、322彼此成为互相并联连接的状态(2并联连接状态)。因此，前述的电压V2(图2的(H))＝|V312|＝|V322|、电压V1(图2的(H))＝0V。

[0120] 另外，在该时间t2～t3之前，流经扼流线圈Lch2的电流与流经二次绕组312的电流通过变压器31保持平衡，并且因为该二次绕组312的漏感作为电感器进行动作(发挥作为电流源的功能)，所以趋于维持流动的电流。因此，在该时间t2～t3期间，即使二次绕组312、322彼此成为互相并联连接的状态，向扼流线圈Lch2流动的电流也主要流经这些二次绕组
312、322中的二次绕组312。由此，在图6中，为了方便，将流经二次绕组322的回线电流Ik与流经相对应的一次绕组321的回线电流Ij用虚线表示。

[0121] (时间t3～t4)

[0122] 其次，在时间t3～t4期间，首先，在时间t3，开关元件S2变为切断状态(图2的(A))。

[0123] 于是如图7所示，在变压器31、32的一次侧，回线电流Il、Im与上述的回线电流Ia、Ij一起分别流动。具体地说，回线电流Il以依次经由一次绕组311、电容器C1、电容器C51和一次绕组311而循环的方式流动。回线电流Im以依次经由一次绕组311、电容器C2、电容器C52和一次绕组311而循环的方式流动。

[0124] 这些回线电流Il、Im(相当于后述的“循环电流”)由积蓄在变压器31的漏感(未图示)上的能量而流动，并且以维持到目前为止的电流方向的方式流动。换句话说，通过该变压器31的漏感与电容器C1、C2、C51、C52共同构成LC谐振电路，进行LC谐振动作，从而使这样的回线电流Il、Im流动。由于这些回线电流Il、Im，电容器C2被充电，另一方面，电容器C1被放电。

[0125] 另一方面，在变压器31、32的二次侧，如图7所示，回线电流Io与上述的回线电流Ie1、Ie2、If1、Ik和输出电流Iout一起分别流动。该回线电流Io以依次经由扼流线圈Lch2、输出平滑电容器Cout、整流二极管422、整流二极管421和扼流线圈Lch2而循环的方式流动。

[0126] 在该时间t3～t4期间，此后，如果达到开关元件S2的两端之间的电压＝Vin，并且开关元件S1的两端之间的电压＝0V(连接点P1的电位＝Vin)，那么如下所述。

[0127] 也就是说，如图8所示，作为体二极管的二极管D1导通。因此，流经该二极管D1的回线电流Ip代替图7所示的回线电流Il、Im流动。具体地说，该回线电流Ip以依次经由一次绕组311、二极管D1、电容器C51和一次绕组311而循环的方式流动。

[0128] 再有，这时在变压器31、32的二次侧，图7所示的回线电流Ie1、Ie2、If1、Ik、Io和输出电流Iout维持原样继续流动，驱动负载7。

[0129] 接着，以这种方式使二极管D1导通之后，如图9所示，开关元件S1变为导通状态(图2的(A))。由此实现ZVS动作，其结果是开关元件S1的损失(切换损失)降低。这时，如图9所示，流经该开关元件S1的回线电流Iq代替图8所示的回线电流Ip流动。该回线电流Iq以依次经由一次绕组311、开关元件S1、电容器C51和一次绕组311而循环的方式流动。

[0130] 然而，在如前面所述的时间t2～t3期间，向扼流线圈Lch2流动的电流主要流经二次绕组312，对此，在该时间t3～t4期间，如下所述。也就是说，因为施加在二次绕组312的电压消失，所以向扼流线圈Lch2流动的电流趋于切换流动路径、而从流向二次绕组312变为流向二次绕组322。这时，因为在二次绕组322没有电流流过，而使相对应的一次绕组321也没有电流(电流I321)流过(图2的(C))，所以变压器32的漏感和谐振电感器Lr也没有电流流过。因此，一边使变压器32的漏感和谐振电感器Lr励磁，一边使向扼流线圈Lch2流动的电流的路径从二次绕组312向二次绕组322切换。再有，通过释放积蓄在变压器31的漏感上的能量，从而像这样在变压器32的漏感和谐振电感器Lr上积蓄有能量时，上述电流路径从二次绕组312切换至二次绕组322。这时相当于图2中的时间t4。

[0131] (时间t4～t5)

[0132] 其次，如图10所示，在时间t4～t5期间，如下所述。也就是说，首先，在变压器31、32的二次侧，如图10所示，回线电流Is代替上述的回线电流Ie1、Ie2、If1、Io流动。该回线电流Is以依次经由二次绕组312、整流二极管411、扼流线圈Lch1、输出平滑电容器Cout、整流二极管422和二次绕组312而循环的方式流动。

[0133] 另外，该时间t4～t5期间成为从变压器31、32的一次侧向二次侧传送电力的期间。再有，从该时间t4至后述的时间t8的期间成为使用变压器31的电力传送期间。

[0134] 这时，在变压器31的一次绕组311中，连接点P3侧变成“L”状态，连接点P1侧变成“H”状态，在二次绕组312中，连接点P8侧变成“L”状态，连接点P7侧变成“H”状态。因此，在该二次绕组312的两端之间，产生由(Vin/2)×(Ns1/Np1)表示的电压|V312|。

[0135] 另一方面，在变压器32的一次绕组321中，连接点P3侧变成“H”状态，连接点P6侧变成“L”状态，在二次绕组322中，连接点P0侧变成“H”状态，连接点P9侧变成“L”状态。因此，在该二次绕组322的两端之间，产生由(Vin/2)×(Ns2/Np2)表示的电压|V322|。

[0136] 因为各个二次绕组312、322的两端的电位的高低状态(“H”状态、“L”状态)变成这样，所以在该时间t4～t5期间，如下所述。也就是说，前述的电压V2(图2的(H))＝|V322|，电压V1(图2的(H))＝|V312|。

[0137] 再有，此后，在时间t5，开关元件S4变为切断状态(图2的(B))。以上，前半部分的半周期份(时间t0～t5)的动作结束。

[0138] (B-2.后半部分的半周期份动作)

[0139] 其次，对图2所示的时间t0～t5以后的后半部分的半周期份(时间t5～t0)的动作进行说明。

[0140] 该后半部分的半周期份的动作也基本上与用图2～图10说明的前半部分的半周期份(时间t0～t5)的动作相同。也就是说，如图2中的括号所示，时间t0与时间t5、时间t1与时间t6、时间t2与时间t7、时间t3与时间t8、时间t4与时间t9分别是基本上相等的状态。另外，在该后半部分的半周期份的动作中，将前半部分的半周期份的动作的开关元件S2(电容器C2、二极管D2)与开关元件S4(电容器C4、二极管D4)的关系替换成开关元件S1(电容器C1、二极管D1)与开关元件S3(电容器C3、二极管D3)的关系。

[0141] 因此，对该后半部分的半周期份的动作的详细内容，省略其说明。以上，图2中所示的一连串动作的说明结束。

[0142] (C.作用·效果)

[0143] 在这样的本实施方式的开关电源装置1中，因为有图1所示的电路结构，并且进行图2～图11所示的动作，所以能够获得以下的作用·效果。

[0144] 也就是说，首先，驱动电路5以使2个逆变器电路21、22在彼此之间具有相位差 的条件下工作的方式进行切换驱动。并且，这时的驱动电路5通过根据该相位差 的大小来分别改变2个扼流线圈Lch1、Lch2的励磁期间，从而控制输出电压Vout的大小。再有，该扼流线圈Lch1、Lch2的励磁期间分别在图2中，作为励磁期间ΔTch1、ΔTch2来表示。总之，在这个例子中，励磁期间ΔTch1相当于时间t4～t0期间(驱动信号SG1、SG3彼此合成占空周期(逻辑或)的期间)。另外，励磁期间ΔTch2相当于时间t9～t5期间(驱动信号SG2、SG4彼此合成占空周期的期间)。

[0145] 在这里，如图2所示，逆变器电路21内的2个开关元件S1、S2在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动，并且逆变器电路22内的2个开关元件S3、S4也在彼此之间具有180°的相位差的情况下被切换驱动。另外，这些2个逆变器电路21、22如上所述，例如以在工作时彼此之间具有图2中所示的相位差 的方式被驱动。

[0146] 因此，通过控制该相位差φ，能够分别改变上述励磁期间ΔTch1、ΔTch2的时间比率(励磁占空比)，其结果是能够调整输出电压Vout的大小。具体地说，增大相位差φ等同于：分别延长驱动信号SG1与驱动信号SG4的重叠期间、以及驱动信号SG2与驱动信号SG3的重叠期间，即分别延长上述励磁期间ΔTch1、ΔTch2的时间比率。

[0147] 另外，在本实施方式中，驱动电路5进行切换驱动，以使在这些逆变器电路21、22中，例如各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值(优选最大值)。

[0148] 在这里，如前文所述，在变压器31、32没有进行电力传送的占空周期的切断期间，通过利用LC谐振动作产生循环电流(例如：回线电流Ic、Id、Il、Im)，从而在开关元件成为导通状态时实现ZVS动作。然而，因为该ZVS动作所需的循环电流存在于占空周期的切断期间，所以随着该占空周期的切断期间变长而电力损失变大，导致电力转换效率下降。

[0149] 对此在本实施方式中，如上所述，在逆变器电路21、22中，以各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式进行切换驱动。由此占空周期的切断期间仅被限定在前述的死区时间(在图2的例子中为时间t0～t1、t3～t4、t5～t6、t8～t9的各个期间)的短时间内，能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：由该循环电流流经各个开关元件S1～S4的体二极管(二极管D1～D4)而发生的电力损失也抑制到最小限度，电力转换效率得到提高。再有，为了降低由这样的循环电流发生的损失，优选各个开关元件S1～S4的占空周期的导通期间的长度大约为最大值，但是没有达到大约最大值也可以进行动作。

[0150] 在如上所述的本实施方式中，因为开关电源装置1为图1所示的电路结构，并且进行图2～图10所示的动作，所以能够将ZVS动作所需的循环电流的产生抑制在最小限度。其结果是：可以减少在各个开关元件S1～S4上的无助于电力传送的导通损失，容易提高电力转换效率。

[0151] 另外，通过减少这样的损失，可以使用额定值更小的元件，也可以谋求降低成本。进一步说，因为通过减少损失，可以减少各个开关元件S1～S4的发热，所以可以降低为了同时实现散热性与绝缘性而所需的散热绝缘板的性能，这一点也可以谋求降低成本。

[0152] <2.变形例>

[0153] 接着，对上述实施方式的变形例(变形例1～4)进行说明。再有，在以下的各个变形例中，对与实施方式的构成要素相同的要素附加相同的符号，并适当省略其说明。

[0154] [变形例1]

[0155] (A.结构)

[0156] 图11是表示变形例1的开关电源装置(开关电源装置1A)的概略结构例子的电路图。

[0157] 在本变形例的开关电源装置1A中，设置由全桥电路构成的逆变器电路21A、22A，来代替实施方式的开关电源装置1中的由半桥电路构成的逆变器电路21、22。再有，这些逆变器电路21A、22A与逆变器电路21、22同样，在输入端子T1、T2与一次绕组311、321之间，互相并联配置。

[0158] (逆变器电路21A、22A)

[0159] 逆变器电路21A具有：4个开关元件S1～S4、与分别对这些开关元件S1～S4并联连接的电容器C1～C4和二极管D1～D4。另外，逆变器电路22A具有：4个开关元件S5～S8、分别对这些开关元件S5～S8并联连接的电容器C5～C8和二极管D5～D8、与谐振电感器Lr。再有，二极管D1～D8都是：阴极配置在一次侧高压线L1H侧，并且阳极配置在一次侧低压线L1L侧，成为反方向连接状态。

[0160] 在逆变器电路21A中，开关元件S1、S2各自的第一端；电容器C1、C2各自的第一端；二极管D1的阳极；与二极管D2的阴极在连接点P1互相连接。另外，开关元件S3、S4各自的第一端；电容器C3、C4各自的第一端；二极管D3的阳极；与二极管D4的阴极在连接点P3互相连接。开关元件S1、S3各自的第二端；电容器C1、C3各自的第二端；与二极管D1、D3各自的阴极在一次侧高压线L1H上的连接点P4互相连接。开关元件S2、S4各自的第二端；电容器C2、C4各自的第二端；与二极管D2、D4各自的阳极在一次侧低压线L1L上的连接点P5互相连接。在连接点P1、P3之间，插入配置有变压器31的一次绕组311。在具有这样的结构的逆变器电路21A中，通过按照由驱动电路5供给的驱动信号SG1～SG4，各个开关元件S1～S4进行导通·切断动作，将直流输入电压Vin变换成交流电压输出。再有，如图11中所示，驱动信号SG1与驱动信号SG4是彼此相同的信号，并且驱动信号SG2与驱动信号SG3是彼此相同的信号。

[0161] 在逆变器电路22A中，开关元件S5、S6各自的第一端；电容器C5、C6各自的第一端；二极管D5的阳极；与二极管D6的阴极在连接点P12互相连接。另外，开关元件S7、S8各自的第一端；电容器C7、C8各自的第一端；二极管D7的阳极；与二极管D8的阴极在连接点P13互相连接。开关元件S5、S7各自的第二端；电容器C5、C7各自的第二端；与二极管D5、D7各自的阴极在连接点P4互相连接。开关元件S6、S8各自的第二端；电容器C6、C8各自的第二端；与二极管D6、D8各自的阳极在连接点P5互相连接。在连接点P12、P13之间，变压器32的一次绕组321与谐振电感器Lr以互相串联的状态插入配置。具体地说，一次绕组321的第一端连接于连接点P12，一次绕组321的第二端与谐振电感器Lr的第一端互相连接，谐振电感器Lr的第二端连接于连接点P13。在具有这样的结构的逆变器电路22A中，通过按照由驱动电路5供给的驱动信号SG5～SG8，各个开关元件S5～S8进行导通·切断动作，将直流输入电压Vin变换成交流电压输出。再有，如图11中所示，驱动信号SG5与驱动信号SG8是彼此相同的信号，并且驱动信号SG6与驱动信号SG7是彼此相同的信号。

[0162] 再有，开关元件S1～S8与以上的说明相同，分别由例如MOS-FET、IGBT等开关元件构成。在使用MOS-FET作为开关元件S1～S8的情况下，电容器C1～C8和二极管D1～D8可以分别由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管构成。另外，电容器C1～C8也可以分别由二极管D1～D8的结电容构成。在像这样构成的情况下，不需要在开关元件S1～S8之外另外设置电容器C1～C8、二极管D1～D8，从而可以使逆变器电路21A、22A的电路结构简化。

[0163] (B.动作和作用·效果)

[0164] 图12是以与前述的图2同样的方式表示开关电源装置1A的各部分的电压波形或电流波形的时序波形图。具体地说，图12的(A)、图12的(B)表示驱动信号SG1～SG8的各个电压波形。图12的(C)～图12的(G)表示分别流经一次绕组311、321的电流I311、I321与分别流经整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442的电流I411、I412、I421、I422、I431、I432、I441、I442的各个电流波形。图12的(H)表示前述的电压V1、V2的各个电压波形。图12的(I)表示前述的电流ILch1、电流ILch2、电流(ILch1+ILch2)和输出电流Iout的各个电流波形。再有，各个电压和各个电流的方向分别以图1中的箭头所示的方向为正方向。

[0165] 因此，在开关电源装置1A中，通过进行与开关电源装置1基本上同样的动作，可以获得由基本上同样的作用产生的同样的效果。

[0166] 再有，这时如前文所述，驱动信号SG1与驱动信号SG4是彼此相同的信号，并且驱动信号SG2与驱动信号SG3是彼此相同的信号。同样，驱动信号SG5与驱动信号SG8是彼此相同的信号，并且驱动信号SG6与驱动信号SG7是彼此相同的信号。另外，该图12的时间t10～t19分别相当于实施方式的图2的时间t0～t9。同样，图12的时间t15～t19分别对应于图2的时间t10～t14。因此，图12所示的驱动信号SG1、SG4分别相当于图2所示的驱动信号SG1，图12所示的驱动信号SG2、SG3分别相当于图2所示的驱动信号SG2。同样，图12所示的驱动信号SG6、SG7分别相当于图2所示的驱动信号SG3，图12所示的驱动信号SG5、SG8分别相当于图2所示的驱动信号SG4。

[0167] 另外，如果将本变形例中的一次绕组311、321的匝数作为Npf，将实施方式中的一次绕组311、321的匝数作为Nph，那么因为(Npf/Nph)＝2，所以如下所述。也就是说，首先，在负载7的大小相同的情况下，向本变形例的各个开关元件S1～S8流动的电流的大小是向实施方式的各个开关元件S1～S4流动的电流的大小的大约一半。另外，因为施加于变压器31、32上的电压在实施方式中为(Vin/2)，而在本变形例中为Vin，所以使二次绕组321、322的匝数互相等同，并且如上所述使(Npf/Nph)＝2，由此能够说开关电源装置1、1A彼此互相等同。

[0168] 另外，在本变形例的开关电源装置1A中，除了利用上述的逆变器电路之间(在该例子中为逆变器电路21A、22A之间)的相位差 进行的输出电压控制之外，也可以并用：利用各个逆变器电路21A、22A内的杆件之间的相位差进行的输出电压控制。但是在这种情况下，因为被前述的ZVS动作利用的循环电流的发生期间变长，所以导致在实施方式中说明的使电力损失降低的效果(使电力转换效率提高的效果)变小。

[0169] [变形例2]

[0170] 图13表示变形例2的开关电源装置(开关电源装置1B)的概略结构例子的电路图。

[0171] 在本变形例的开关电源装置1B中，设置以下说明的逆变器电路21B、22B，来代替实施方式的开关电源装置1中的逆变器电路21、22。

[0172] 在这些逆变器电路21B、22B中分别设置有偏励磁防止用的电容元件(电容器C61、C62)。具体地说，在逆变器电路21B中，在连接点P1与变压器31的一次绕组311之间插入配置有电容器C61。另外，在逆变器电路22B中，在连接点P6与变压器32的一次绕组321之间插入配置有电容器C62。

[0173] 在具有这样的结构的开关电源装置1B中，能够抑制变压器31、32的偏励磁(优选为防止)，可以避免起因于这种偏励磁的各种问题。

[0174] 再有，在变形例1说明的开关电源装置1A中，与本变形例同样，也可以设置偏励磁防止用的电容器C61、C62。

[0175] [变形例3]

[0176] 图14表示变形例3的开关电源装置(开关电源装置1C)的概略结构例子的电路图。

[0177] 在本变形例的开关电源装置1C中，设置以下说明的逆变器电路22C，来代替实施方式的开关电源装置1中的逆变器电路22。

[0178] 在该逆变器电路22C中，设置有反向电压钳位用整流元件(二极管D51、D52)。具体地说，二极管D51以其阳极连接于连接点P6、且其阴极连接于一次侧高压线L1H(连接点P4)的方式配置。另外，二极管D52以其阳极连接于一次侧低压线L1L(连接点P5)、且其阴极连接于连接点P6的方式配置。总之，这些二极管D51、D52在一次侧高压线L1H与一次侧低压线L1L之间，通过连接点P6互相串联配置。

[0179] 在具有这样的结构的开关电源装置1C中，能够抑制伴随各个开关元件S1～S4的导通·切断动作的浪涌电压的发生。其结果是：可以降低整流平滑电路4内的各个整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442的损失。

[0180] 再有，在变形例1、2说明的开关电源装置1A、1B中，与本变形例同样，也可以设置反向电压钳位用二极管D51、D52。

[0181] [变形例4]

[0182] 图15表示变形例4的整流平滑电路(整流平滑电路4A)的电路结构例子。本变形例的整流平滑电路4A与上述整流平滑电路4相比，各个扼流线圈Lch1、Lch2的配置以及各个整流二极管411、412、421、422、431、432、441、442和各个扼流线圈Lch1、Lch2的连接关系不同。

[0183] 具体地说，在该整流平滑电路4A中，前述第一、第二全桥整流电路的第一杆件的第一端彼此的连接点连接于从输出端子T4通过接地线LG配置的扼流线圈Lch1的第一端，该第一杆件的第二端彼此的连接点连接于从输出端子T3延伸的输出线LO。另外，第一、第二全桥整流电路的上述第二杆件的第一端彼此的连接点连接于从输出端子T4通过接地线LG配置的扼流线圈Lch2的第一端，该第二杆件的第二端彼此的连接点连接于输出线LO。

[0184] 这里在第一全桥整流电路的上述第一杆件中，整流二极管411、412的阴极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧，并且整流二极管411、412的阳极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧。具体地说，整流二极管412的阳极连接于扼流线圈Lch1的上述第一端侧，整流二极管411的阳极与整流二极管412的阴极在连接点P7互相连接，整流二极管411的阴极连接于输出线LO。另一方面，在第一全桥整流电路的上述第二杆件中，整流二极管421、422的阴极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧，并且整流二极管421、422的阳极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧。具体地说，整流二极管422的阳极连接于扼流线圈Lch2的上述第一端侧，整流二极管421的阳极与整流二极管422的阴极在连接点P8互相连接，整流二极管421的阴极连接于输出线LO。

[0185] 同样，在第二全桥整流电路的上述第一杆件中，整流二极管431、432的阴极分别配置在该第一杆件的上述第二端侧，并且整流二极管431、432的阳极分别配置在该第一杆件的上述第一端侧。具体地说，整流二极管432的阳极连接于扼流线圈Lch1的上述第一端侧，整流二极管431的阳极与整流二极管432的阴极在连接点P9互相连接，整流二极管431的阴极连接于输出线LO。另一方面，在第二全桥整流电路的上述第二杆件中，整流二极管441、442的阴极分别配置在该第二杆件的上述第二端侧，并且整流二极管441、442的阳极分别配置在该第二杆件的上述第一端侧。具体地说，整流二极管442的阳极连接于扼流线圈Lch2的上述第一端侧，整流二极管441的阳极与整流二极管442的阴极在连接点P0互相连接，整流二极管441的阴极连接于输出线LO。

[0186] 另外，变压器31、32的二次绕组312、322以H桥式分别单独连接于这些第一、第二全桥整流电路。具体地说，对于第一全桥整流电路，变压器31的二次绕组312以H桥式连接。另外，对于第二全桥整流电路，变压器32的二次绕组322以H桥式连接。更具体地说，在第一全桥整流电路的连接点P7、P8之间，插入配置有二次绕组312，并且在第二全桥整流电路的连接点P9、P0之间，插入配置有二次绕组322。

[0187] 并且，扼流线圈Lch1、Lch2的第二端彼此的连接点连接于输出平滑电容器Cout的第一端。另外，第一、第二全桥整流电路的上述第一杆件的第二端彼此的连接点与上述第二杆件的第二端彼此的连接点分别在输出线LO上连接于输出平滑电容器Cout的第二端。

[0188] 像这样，作为整流平滑电路内的结构(各个元件的配置、连接关系等)，可以适用于各种形态。

[0189] <3.其他变形例>

[0190] 以上虽然列举实施方式和变形例说明了本发明，但是本发明不限于这些实施方式等，可以做出各种变化。

[0191] 例如在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了逆变器电路的结构，但是逆变器电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，在上述实施方式等中，对包含于开关电源装置的各个逆变器电路具有共同结构的情况进行了说明，例如：逆变器电路为分别包含2个开关元件的半桥电路的情况、或逆变器电路为分别包含4个开关元件的全桥电路的情况。但是并不限于此，也可以采用包含于开关电源装置的各个逆变器电路具有不同结构的例子，例如：一方的逆变器电路使用包含2个开关元件的半桥电路，而另一方的逆变器电路使用包含4个开关元件的全桥电路。

[0192] 另外，在上述实施方式等中，虽然举例具体说明了整流平滑电路的结构，但是整流平滑电路的结构并不限定于此，也可以采用其他结构。具体地说，例如也可以由MOS-FET的寄生二极管构成整流平滑电路内的各个整流元件。另外，在这种情况下，优选地，与该MOS-FET的寄生二极管的导通期间同步，MOS-FET自身也成为导通状态(进行同步整流)。这样能够利用更少的电压下降进行整流。再有，在这种情况下，在MOS-FET的源极侧配置寄生二极管的阳极侧，并且在MOS-FET的漏极侧配置寄生二极管的阴极侧。

[0193] 更进一步说，作为在上述实施方式等中说明的逆变器电路、变压器、整流元件以及杆件的个数、根数，不限定于物理性的个数、根数，而是意味着存在于等效电路中的个数、根数。

[0194] 此外，在上述实施方式等中，作为本发明的开关电源装置的一个例子，虽然列举DC-DC切换器进行了说明，但是本发明也可以适用于例如AC-DC切换器等其他种类的开关电源装置。

[0195] 另外，也可以将上述各个结构例子等以任意的组合进行适用。

[0196] 再有，本技术也能够采用以下结构。

[0197] (1)

[0198] 一种开关电源装置，其中，具备：

[0199] 输入端子对，输入输入电压；

[0200] 输出端子对，输出输出电压；

[0201] 2个变压器，各自具有一次绕组和二次绕组；

[0202] 2个逆变器电路，互相并联配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，各自以包含开关元件的方式构成；

[0203] 整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包含8个整流元件、第一和第二扼流线圈、与配置在所述输出端子对之间的电容元件的方式构成；以及[0204] 驱动单元，进行分别控制所述2个逆变器电路的所述开关元件的动作的切换驱动，[0205] 在所述整流平滑电路中，

[0206] 设置有各自具有2根杆件的2个全桥整流电路，并且所述2根杆件各自包含以同一方向互相串联配置的2个所述整流元件，

[0207] 所述2个变压器的所述二次绕组以H桥式分别单独连接于所述2个全桥整流电路，[0208] 所述各个全桥整流电路的所述2根杆件中的第一杆件的第一端彼此的连接点(第一连接点)连接于所述第一扼流线圈的第一端，并且第二杆件的第一端彼此的连接点(第二连接点)连接于所述第二扼流线圈的第一端，

[0209] 所述第一和第二扼流线圈的第二端彼此的连接点(第三连接点)连接于所述电容元件的第一端，

[0210] 所述各个全桥整流电路的所述第一杆件的第二端彼此的连接点(第四连接点)与所述第二杆件的第二端彼此的连接点(第五连接点)分别连接于所述电容元件的第二端。

[0211] (2)

[0212] 所述(1)所述的开关电源装置，其中，

[0213] 在所述各个全桥整流电路的所述第一杆件和所述第二杆件中，

[0214] 所述整流元件的阴极分别配置于所述第一端侧，并且

[0215] 所述整流元件的阳极分别配置于所述第二端侧。

[0216] (3)

[0217] 所述(1)所述的开关电源装置，其中，

[0218] 在所述各个全桥整流电路的所述第一杆件和所述第二杆件中，

[0219] 所述整流元件的阴极分别配置于所述第二端侧，并且

[0220] 所述整流元件的阳极分别配置于所述第一端侧。

[0221] (4)

[0222] 所述(1)至所述(3)中的任一项所述的开关电源装置，其中，

[0223] 所述整流元件由场效应晶体管的寄生二极管构成。

[0224] (5)

[0225] 所述(1)至所述(4)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述2个逆变器电路由包含2个所述开关元件的半桥电路、或包含4个所述开关元件的全桥电路构成。

[0226] (6)

[0227] 所述(1)至所述(5)中的任一项所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以使所述2个逆变器电路在彼此之间具有相位差的条件下工作的方式，进行所述切换驱动。

[0228] (7)

[0229] 所述(6)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元通过根据所述相位差的大小而分别改变所述第一和第二扼流线圈的励磁期间，来控制所述输出电压的大小。

[0230] (8)

[0231] 所述(6)或所述(7)所述的开关电源装置，其中，所述驱动单元以所述2个逆变器电路各自的所述开关元件的占空周期的导通期间的长度大约为最大值的方式进行所述切换驱动。

[0232] 本公开含有涉及在2015年6月12日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2015-119010中公开的主旨，其全部内容包括在此，以供参考。

[0233] 本领域的技术人员应该理解，虽然根据设计要求和其他因素可能出现各种修改、组合、子组合和可替换项，但是它们均包含在附加的权利要求或它的等同物的范围内。