一种电弧焊引弧电路

摘要

本发明提供了一种电弧焊引弧电路，用于产生高频电压以引燃电弧，所述电弧焊引弧电路包括：高压充放电电路，包括充放电电容；逆变升压电路，以对充放电电容进行充电；鉴幅电路，以判断充放电电容的充电电压是否达到放电标准电压，并在充放电电容达到放电标准电压时使得逆变升压电路停止工作；触发电路，与所述充放电电容相连接，以在放电阶段与充放电电容形成通路使得充放电电容放电形成高压脉冲；单片机电路，包括单片机，所述单片机与所述逆变升压电路、触发电路相连接，以对充电阶段、放电阶段及保持阶段进行定时控制，并且控制充电阶段、放电阶段及保持阶段不断进行循环直至引弧成功。

权利要求

1.一种电弧焊引弧电路，用于产生高频电压以引燃电弧，其特征在于：所述电弧焊引弧电路的工作过程包括充电阶段、放电阶段及保持阶段；所述电弧焊引弧电路包括：高压充放电电路，包括充放电电容，所述充放电电容一端接地；

逆变升压电路，与所述充放电电容相连接，以在充电阶段将低电平直流电转化成高电平交流电以对充放电电容进行充电；

鉴幅电路，与所述高压充放电路相连接，以判断充放电电容的充电电压是否达到放电标准电压；并与所述逆变升压电路相连接，以在充放电电容达到放电标准电压时使得逆变升压电路停止工作；

触发电路，与所述充放电电容相连接，以在放电阶段与充放电电容形成通路使得充放电电容放电形成高压脉冲；

单片机电路，包括单片机，所述单片机与所述逆变升压电路、触发电路相连接，以对充电阶段、放电阶段及保持阶段进行定时控制，并且控制充电阶段、放电阶段及保持阶段不断进行循环直至引弧成功。

2.根据权利要求1所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述鉴幅电路包括与所述充放电电容相连接的分压电路、三端可调稳压器及光耦；所述三端可调稳压器的输入端与所述分压电路相连接，接地端接地，输出端与所述光耦的输入阴极相连接；所述光耦的输入阳极与第一外接电压相连接，并且所述光耦的输入阳极通过第一电阻与光耦的输入阴极相连接，所述光耦的输出阳极与第二外接电压相连接，输出阴极与所述逆变升压电路相连接。

3.根据权利要求1所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述逆变升压电路包括逆变电路及反激变换电路，所述逆变电路包括电流模式控制器、NMOS管，所述NMOS管的源极接地、栅极与所述电流模式控制器的输出端相连接；所述反激变换电路包括第一变压器，所述第一变压器的初级绕组连接于第三外接电压和NMOS管的漏极之间，并且所述第一变压器的初级绕组的正极与所述第三外接电压相连接。

4.根据权利要求3所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述逆变电路还包括第一滤波电路，所述第一滤波电路包括第一电容、第二电阻、及第一二极管；所述第一电容与第二电阻相互并联且一端连接至所述第三外接电压，另一端连接至所述第一二极管的负极，所述第一二极管的正极与所述NMOS管的漏极相连接。

5.根据权利要求3所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述第一变压器的次级绕组包括第一次级绕组，并且所述反激变换电路还包括第二二极管；所述第一次级绕组的负极与所述第二二极管的正极相连接，所述第二二极管的负极与所述充放电电容不接地的一端相连接以向所述充放电电容充电。

6.根据权利要求3所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述逆变升压电路还包括电压源电路，所述第一变压器的次级绕组包括第二次级绕组，所述电压源电路还包括所述第二次级绕组，所述第二次级绕组的正极通过第二电容与所述鉴幅电路相连接。

7.根据权利要求6所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述鉴幅电路包括与所述充放电电容相连接的分压电路、三端可调稳压器及光耦；所述三端可调稳压器的输入端与所述分压电路相连接，接地端接地，输出端与所述光耦的输入阴极相连接；所述光耦的输入阳极与所述第二电容远离第二次级绕组的正极的一端相连接，并通过第一电阻与光耦的输入阴极相连接，所述光耦的输出阳极与第二外接电压相连接，输出阴极与所述逆变升压电路相连接。

8.根据权利要求1所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述触发电路包括三极管、第二变压器及可控硅；所述三极管的基极与所述单片机相连接，发射极接地，集电极与所述第二变压器的初级绕组的负极相连接，所述第二变压器的初级绕组的正极与第四外接电压相连接；所述第二变压器的次极绕组的正极与可控硅的控制极相连接，所述可控硅的阴极接地，所述可控硅的阳极与所述充放电电容不接地的一端相连接。

9.根据权利要求1所述的电弧焊引弧电路，其特征在于：所述单片机具有第一输出端及第二输出端，所述第一输出端与所述逆变升压电路相连接以控制充电阶段及保持阶段的时长，所述第二输出端与所述触发电路相连接以控制放电阶段的时长。

说明书

一种电弧焊引弧电路

技术领域

[0001] 本发明属于一种电弧焊引弧电路，特别是一种可提供稳定高压脉冲的电弧焊引弧电路。

背景技术

[0002] 钨极惰性气体保护焊以及部分等离子焊普遍采用高频引弧方式，这种引弧方式的一致性和稳定性较差，而且对外界的干扰比较大。特别的，目前采用单片机、DSP、ARM等微机控制钨极惰性气体保护焊和等离子焊的越来越多，这类微机控制芯片对高频干扰非常敏感，抗扰性很差。另外，目前配套焊接机器人、专机等自动化设备使用的钨极惰性气体保护焊和等离子弧焊的数量也逐年增加，而这些自动化设备对高频干扰的抗扰性也具有一定的要求。

[0003] 为了解决高频干扰的问题，除了通过增加滤波环节等滤除高频的措施以外，最根本的解决方法就是改变引弧方式，从而彻底消除干扰源。而高压脉冲引弧方式可很好的解决干扰问题。

[0004] 但是，目前很多的高压脉冲引弧的设计受外界工况、器件老化、供电情况等的影响较大，导致波形不一致，从而会出现同一环境下引弧成功率不稳定的情况。因此，必须设计一种能够解决高频引弧带来干扰的同时提高引弧成功率的电弧焊引弧电路。

[0005] 目前，大多数技术中通常采用交流供电，然后再利用桥式整流后得到直流电，再利用定时器产生定频率的触发脉冲来控制功率器件将该直流电逆变为定频率的矩形波，通过升压变压器和高压整流电路后得到几千伏的高压电，再通过高压充放电电路和火花触发电路，从而达到引弧目的。

[0006] 但是，上述这种高频引弧电路，震荡频率为从100KHz到300KHz之间不等，震荡幅值是衰减的，并且每次仅能维持2至6ms，并且受到外界工况的影响，每次震荡的幅值和持续时间不相等，进而不能保证震荡波形的一致性，从而影响了引弧效果的稳定性和一致性。并且，该高频振荡对其他用电设备和焊机控制器都会带来严重的电磁干扰。

发明内容

[0007] 本发明提供一种电弧焊引弧电路，用于产生高频电压以引燃电弧，所述电弧焊引弧电路的工作过程包括充电阶段、放电阶段及保持阶段；所述电弧焊引弧电路包括：高压充放电电路，包括充放电电容，所述充放电电容一端接地；逆变升压电路，与所述充放电电容相连接，以在充电阶段将低电平直流电转化成高电平交流电以对充放电电容进行充电；鉴幅电路，与所述高压充放电路相连接，以判断充放电电容的充电电压是否达到放电标准电压；并与所述逆变升压电路相连接，以在充放电电容达到放电标准电压时使得逆变升压电路停止工作；触发电路，与所述充放电电容相连接，以在放电阶段与充放电电容形成通路使得充放电电容放电形成高压脉冲；单片机电路，包括单片机，所述单片机与所述逆变升压电路、触发电路相连接，以对充电阶段、放电阶段及保持阶段进行定时控制，并且控制充电阶段、放电阶段及保持阶段不断进行循环直至引弧成功。

[0008] 作为本发明的进一步改进，所述鉴幅电路包括与所述充放电电容相连接的分压电路、三端可调稳压器及光耦；所述三端可调稳压器的输入端与所述分压电路相连接，接地端接地，输出端与所述光耦的输入阴极相连接；所述光耦的输入阳极与第一外接电压相连接，并且所述光耦的输入阳极通过第一电阻与光耦的输入阴极相连接，所述光耦的输出阳极与第二外接电压相连接，输出阴极与所述逆变升压电路相连接。

[0009] 作为本发明的进一步改进，所述逆变升压电路包括逆变电路及反激变换电路，所述逆变电路包括电流模式控制器、NMOS管，所述NMOS管的源极接地、栅极与所述电流模式控制器的输出端相连接；所述反激变换电路包括第一变压器，所述第一变压器的初级绕组连接于第三外接电压和NMOS管的漏极之间，并且所述第一变压器的初级绕组的正极与所述第三外接电压相连接。

[0010] 作为本发明的进一步改进，所述逆变电路还包括第一滤波电路，所述第一滤波电路包括第一电容、第二电阻、及第一二极管；所述第一电容与第二电阻相互并联且一端连接至所述第三外接电压，另一端连接至所述第一二极管的负极，所述第一二极管的正极与所述NMOS管的漏极相连接。

[0011] 作为本发明的进一步改进，所述第一变压器的次级绕组包括第一次级绕组，并且所述反激变换电路还包括第二二极管；所述第一次级绕组的负极与所述第二二极管的正极相连接，所述第二二极管的负极与所述充放电电容不接地的一端相连接以向所述充放电电容充电。

[0012] 作为本发明的进一步改进，所述逆变升压电路还包括电压源电路，所述第一变压器的次级绕组包括第二次级绕组，所述电压源电路还包括所述第二次级绕组，所述第二次级绕组的正极通过第二电容与所述鉴幅电路相连接。

[0013] 作为本发明的进一步改进，所述鉴幅电路包括与所述充放电电容相连接的分压电路、三端可调稳压器及光耦；所述三端可调稳压器的输入端与所述分压电路相连接，接地端接地，输出端与所述光耦的输入阴极相连接；所述光耦的输入阳极与所述第二电容远离第二次级绕组的正极的一端相连接，并通过第一电阻与光耦的输入阴极相连接，所述光耦的输出阳极与第二外接电压相连接，输出阴极与所述逆变升压电路相连接。

[0014] 作为本发明的进一步改进，所述触发电路包括三极管、第二变压器及可控硅；所述三极管的基极与所述单片机相连接，发射极接地，集电极与所述第二变压器的初级绕组的负极相连接，所述第二变压器的初级绕组的正极与第四外接电压相连接；所述第二变压器的次极绕组的正极与可控硅的控制极相连接，所述可控硅的阴极接地，所述可控硅的阳极与所述充放电电容不接地的一端相连接。

[0015] 作为本发明的进一步改进，所述单片机具有第一输出端及第二输出端，所述第一输出端与所述逆变升压电路相连接以控制充电阶段及保持阶段的时长，所述第二输出端与所述触发电路相连接以控制放电阶段的时长。

[0016] 与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：本发明通过单片机对充电阶段、放电阶段、保持阶段进行控制，对输出的高压脉冲的频率进行精准的控制，提高了输出波形的一致性和稳定性，且不会受到外界工况、器件老化、供电情况等的影响。并且，本发明采用逆变升压电路对充放电电容进行充电，可确保充放电电容达到放电标准电压，并且通过鉴幅电路保证了该电容电压的稳定性，因此，可进一步提高了输出波形的稳定性，大大提高了引弧的成功率。

附图说明

[0017] 图1为本发明电弧焊引弧电路的电路图；

[0018] 图2为本发明电弧焊引弧电路中部分元件的电压的波形图；

[0019] 图3为本发明中电流模式控制器UC3843的datasheet的节选。

具体实施方式

[0020] 以下将结合附图所示的具体实施方式对本发明进行详细描述。但这些实施方式并不限制本发明，本领域的普通技术人员根据这些实施方式所做出的结构、方法、或功能上的变换均包含在本发明的保护范围内。

[0021] 根据图1和图2所示，本发明提供了一种电弧焊引弧电路，用于产生高频电压以引燃电弧。所述电弧焊引弧电路包括：

[0022] 高压充放电路10，包括充放电电容C4，所述充放电电容C4的一端接地；

[0023] 逆变升压电路20，与所述充放电电容C4相连接，以在充电阶段将低电平直流电转化为高电平交流电以对充放电电容C4进行充电；

[0024] 鉴幅电路30，与所述高压充放电路10相连接，以判断所述充放电电容C4内的充电电压是否已达到放电标准电压；并且还与所述逆变升压电路20相连接，以在充放电电容C4达到放电标准电压时，使得逆变升压电路20停止工作，以停止对充放电电容C4充电；

[0025] 触发电路40，与所述充放电电容C4相连接，以在放电阶段与所述充放电电容C4形成通路使得充放电电容放电，从而形成高压脉冲，进行引弧；

[0026] 单片机电路50，包括单片机N1，所述单片机N1与所述逆变升压电路20、触发电路40相连接，以对充电阶段、放电阶段及保持阶段进行定时控制。

[0027] 从而，本文通过单片机N1对充电阶段、放电阶段及保持阶段进行定时，单片机N1不工作时，整个电路不工作，单片机N1开始工作时，充电阶段开始，单片机N1控制逆变升压电路20工作，对充放电电容进行充电，同时，鉴幅电路30对充放电电容C4的电压进行监控；

[0028] 充电一段时间后，充放电电容C4内的电压达到放电标准电压，鉴幅电路30导通，从而传输信号给逆变升压电路20，使得逆变升压电路20断开，充电阶段结束，充放电电容C4内的电压保持不变；

[0029] 单片机N1控制放电阶段开始，单片机N1控制触发电路40导通，从而所述触发电路40与充放电电容C4之间形成通路，从而使得所述充放电电容C4放电形成高压脉冲；

[0030] 放电阶段结束后，整个电路进入保持阶段，逆变升压电路20不工作，当保持阶段定时结束后，又重新进入充电阶段，并进行上述循环，直至引弧成功。

[0031] 因此，本发明通过单片机N1对充电阶段、放电阶段、保持阶段进行控制，对输出的高压脉冲的频率进行精准的控制，提高了输出波形的一致性和稳定性，且不会受到外界工况、器件老化、供电情况等的影响。并且，本发明采用逆变升压电路20对充放电电容C4进行充电，可确保充放电电容C4达到放电标准电压，并且通过鉴幅电路30保证了该电容电压的稳定性，因此，可进一步提高了输出波形的稳定性，大大提高了引弧的成功率。

[0032] 具体的，所述鉴幅电路30包括与所述充放电电容C4相连接的分压电路、三端可调稳压器A4及光耦OP1。所述三端可调稳压器A4的输入端与所述分压电路相连接，接地端接地，输出端与所述光耦OP1的输入阴极相连接。所述光耦OP1的输入阳极与第一外接电压V1相连接，并且所述光耦OP1的输入阳极通过第一电阻R1与光耦OP1的输入阴极相连接，所述光耦OP1的输出阳极与第二外接电压V2相连接，输出阴极通过第六二极管与所述逆变升压电路20相连接。

[0033] 在所述三端可调稳压器A4的输入端达到一定电压时，输出端可输出稳定电压。在本实施方式中，所述三端可调稳压器A4的型号为TL430，因此在所述三端可调稳压器A4的输入端达到约2.5V的电压时，输出端可输出约2V的电压；而在所述三端可调稳压器A4的输入端无法达到2.5V时，输出端相当于断路。

[0034] 由上文可知，所述光耦OP1的输入阳极与第一外接电压V1相连接，并且通过第一电阻R1与光耦OP1的输入阴极相连接，所述光耦OP1的输入阴极则与所述三端可调稳压器A4的输出端相连接。则，当所述三端可调稳压器A4的输出端为断路时，所述光耦OP1的输入阳极和输入阴极通过第一电阻R1相连接，从而电压相等，均为第一外接电压V1，而光耦OP1的输入极相当于一个二极管，在两端电压相等时，二极管不导通，光耦OP1不工作，则光耦OP1的输出极断开，所述光耦OP1的输出阴极无电压输出；当所述三端可调稳压器A4输出端输出约为2V的电压时，则光耦OP1的输入级两端形成电压差，二极管导通，将第一电阻R1短路，光耦OP1工作，并使得光耦OP1的输出极导通，则光耦OP1的输出阴极输出高电平(即第二外接电压V2)给所述逆变升压电路20。以此，所述鉴幅电路30可达到鉴别充放电电容C4内的电压的作用。在本实施方式中，所述第二外接电压V2为3.3V，则在光耦OP1工作时，光耦OP1向所述逆变升压电路20流入该3.3V的高电平。

[0035] 本实施方式中，在鉴幅电路30中采用光耦OP1，具有电气隔离的优点。即，使高压侧(高压充放电电路等电路)和低压侧(包含单片机电路50、逆变升压等电路)进行电气隔离，避免高压脉冲对单片机N1等工作产生干扰。

[0036] 并且，通过试验证明，能够保证引弧成功的前提下，所能达到的最低安全电压为900V，则本实施方式中，以900V的充电电压为例，进行计算。因此，所述充放电电容C4所需要充入的电压为900V。则上述所述分压电路包括第十一电阻R11及第十二电阻R12，所述第十一电阻R11和第十二电阻R12相互首尾连接，且并联在所述充放电电容C4的两端。则所述第十二电阻R12上的分得的电压即为所述三端可调稳压器A4的输入端电压。因此，为了使得在充放电电容C4内的电压达到最大电压900V时，三端可调稳压器A4的输出端才能进行输出，因此所述第十一电阻R11的阻值约为20MΩ，所述第十二电阻R12的阻值约为56KΩ，从而可使得在充放电电容C4达到900V时，所述第十二电阻R12上的分压达到2.5V，从而可控制所述三端可调稳压器A4的输出端输出约为2V的电压。

[0037] 因此，本发明中的鉴幅电路30通过三端可调稳压器A4及光耦OP1的配合，可对充放电电容C4内的电压进行监控，并且在充放电电容C4内的电压达到900V时，光耦OP1的输入阴极可输出高电平给逆变升压电路20，使得逆变升压电路20立即停止对充放电电容C4的充电，防止充放电电容C4内的电压过大或损坏电路。

[0038] 所述逆变升压电路20包括逆变电路及反激变换电路，所述逆变电路将直流电转换为交流电，所述反激变换电路用以将电压升高以对充放电电容C4进行迅速的充电。所述逆变电路包括电流模式控制器A1、NMOS管VT1，所述NMOS管VT1的源极接地、栅极与所述电流模式控制器A1的输出端相连接。在本实施方式中，所述NMOS管VT1的源极通过第七电阻R7接地。所述反激变换电路包括第一变压器T1，所述第一变压器T1的初级绕组连接于所述第三外接电压V3和NMOS管VT1的漏极之间，并且所述第一变压器T1的初级绕组的正极与所述第三外接电压V3相连接。

[0039] 以所述电流模式控制器A1为核心搭配外围电路可构成所述逆变电路，具体的，在本实施方式中，所述电流模式控制器A1所采用的型号为UC3843，UC3843是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器，所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器。

[0040] 如图1所示，为本发明逆变电路的一种基本电路，其中电流模式控制器A1的6脚即OUTPUT通过第六电阻R6与NMOS管VT1的栅极相连接，输出或不输出电压以控制所述NMOS管VT1的开断。2脚即VFB与上述所述的鉴幅电路30及单片机N1相连接，以控制所述逆变电路开始或停止工作，并且该2脚为低电平启动，即只有当输入2脚的电压为低电平时，所述电流模式控制器A1才会开始工作。另外，该2脚通过第四电阻R4接地。具体的，该电流模式控制器A1的2脚与所述鉴幅电路30中光耦OP1的输出阴极相连接，从而，根据上述所述，当所述鉴幅电路30检测到该充放电电容C4内的电压达到900V时，所述光耦OP1的输出端导通并向所述电流模式控制器A1的2脚输入高电平(即第二外接电压V2)，从而使得所述逆变升压电路20停止工作，并停止向所述充放电电容C4内充电。

[0041] 所述电流模式控制器A1可以产生矩形脉冲波，该矩形脉冲波的幅值由7脚即Vi的直流输入电压决定；其占空比由2脚的输入电压决定；其逆变频率由逆变电阻RT及逆变电容CT决定，所述逆变电阻RT的一端连接于所述电流模式控制器A1的8脚即VREF，另一端连接4脚即RT/CT，所述逆变电容CT的一端连接4脚即RT/CT，另一端接地。从而，所述电流模式控制器A1的逆变频率f为：

[0042]

[0043] 并且，在本实施方式中，通过调整逆变电阻RT及逆变电容CT的大小，RT＝15K，CT＝1nF，则将所述逆变频率限定为120kHz，周期T约为9μS。

[0044] 另外，所述电流模式控制器的占空比通过2脚电压来确定，在1脚空置的情况下，如果2脚电压大于芯片内部基准电压2.5V则芯片停止输出，如果小于2.5V则输出所设定的最大占空比。其中，由于本实施方式中，所述电流模式控制器A1的逆变电容为1nF，则如图3所示，通过查询“deadtime vs Ct”表，可得死区时间约为0.5μS，则最大占空比D＝td/T约等于50％。当然，以上是根据本发明中的电流模式控制器A1型号为UC3843芯片的datasheet参考得出，在实际应用中，则可以通过对电路的调试，最终确定该电流模式控制器的输出频率为
120KHz，占空比50％的波形。

[0045] 需要说明的是，在本实施方式中，所述7脚即Vi的输入电压为12V，因此，本实施方式中的电流模式控制器A1可产生幅值为12V，占空比为50％，频率为120kHz的矩形波。

[0046] 另外，所述电流模式控制器A1的其他引脚的连接方式如下：所述1脚即COMP悬空；3脚即Isense通过第九电阻R9与所述NMOS管VT1的源极相连接，用以检测电流；5脚即GROUND接地；从而使得所述电流模式控制器A1正常工作。

[0047] 因此，所述电流模式控制器A1所产生的矩形波对所述NMOS管VT1产生开关作用，所述NMOS管VT1也按照120kHz的频率关断，从而所述逆变电路可将第三外接电压V3通入的直流电逆变成频率为120kHz的脉冲。在本实施方式中，所述第三外接电压V3的值为24V，因此所述第一变压器T1的初级绕组中可形成24V、120kHz的脉冲。

[0048] 另外，所述逆变电路中还包括第一滤波电路，所述第一滤波电路包括第一电容C1、第二电阻R2、第一二极管D1；所述第一电容C1与所述第二电阻R2相互并联且一端连接至所述第三外接电压V3，另一端连接至所述第一二极管D1的负极，所述第一二极管D1的正极与所述NMOS管VT1的漏极相连接。所述第一电容C1、第二电阻R2及第一二极管D1可组成RCD滤波电路，对电压信号中尖峰电压进行过滤，使得整个系统更为稳定。

[0049] 所述第一变压器T1的次级绕组包括第一次级绕组，并且所述反激变换电路还包括第二二极管D2；所述第一次级绕组的负极与所述第二二极管D2的正极相连接，所述第二二极管D2的负极与所述充放电电容C4不接地的一端相连接以向所述充放电电容C4充电。

[0050] 所述第一次级绕组的匝数与所述初级绕组的匝数相等，并且所述第二二极管D2的正极连接于所述第一次级绕组的负极，从而构成了所述反激变换电路，所述反激变换电路可对将24V的脉冲变换为高电压脉冲，并对充放电电容C4进行快速充电。具体的，分析如下：

[0051] 由于变压器的两端相当于两个电感，为了方便说明，以下将所述第一变压器T1的初级绕组记为电感L1，将第一变压器T1的第一次级绕组记为电感L2。在所述NMOS管VT1导通期间，第三外接电压V3即24V电压流经所述变压器的电感L1，则由于电感本身的效应，流经第一变压器T1的初级绕组的电流会线性增加，从而该第一变压器T1可将电能转化为磁能存储在电感L1中。从图1中可看出，第一变压器T1的第一次级绕组与初级绕组的同名端相反，从而可使得第二二极管D2因反偏而截止，电感L2中无电流通过。

[0052] 而在所述NMOS管VT1断开期间，流经电感L1的电流变为零，存储到电感L1中的磁能通过互感耦合到电感L2中，并且使得第二二极管D2正偏且导通，从而该第一变压器T1释放能量，并快速存储至充放电电容C4中。因此，所述第一变压器T1实际上为一个初级与次级紧密耦合的电感器。

[0053] 而在实际应用中，在第三外接电压V3为24V的情况下，所述第一变压器T1的第一次级绕组的电压可达到1000V以内，从而可对所述充放电电容C4进行快速充电，并确保所述充放电电容C4迅速充满至900V。

[0054] 所述逆变升压电路20还包括电压源电路，所述电压源电路包括所述第一变压器T1的第二次级绕组，所述第二次级绕组的匝数为所述初级绕组的一半。在本实施方式中，所述第二次级绕组的正极通过第二电容C2与所述鉴幅电路30相连接。因此，所述电压源电路即组成了上述所述的第一外接电压V1，从而不需要另接电压源，使得整个电路更加简单清楚。

[0055] 并且，所述电压源电路包括第四二极管D4，所述第四二极管D4的正极与所述第一变压器T1的第二次级绕组的负极相连接，负极与所述第二电容C2相连接，以防止电流倒置。另外，所述第二电容C2通过第八电阻R8与所述鉴幅电路30相连接。

[0056] 所述触发电路40包括三极管VT3、第二变压器T2及可控硅VT2；所述三极管VT3的基极与所述单片机N1相连接，发射极接地，集电极与所述第二变压器T2的初级绕组的负极相连接，所述第二变压器T2的初级绕组的正极与第四外接电压V4相连接；所述第二变压器T2的次极绕组的正极与可控硅VT2的控制极相连接，所述可控硅VT2的阴极接地，所述可控硅VT2的阳极与所述充放电电容C4不接地的一端相连接。

[0057] 所述可控硅VT2相当于一个开关，当所述可控硅VT2的控制极加上正向电压时，所述可控硅VT2的阳极和阴极导通，则在本实施方式中，所述充放电电容C4立即放电，进行引弧。

[0058] 在本实施方式中，所述放电阶段由单片机N1控制。所述单片机N1与所述三极管VT3的基极相连接，当所述三极管VT3的基极接收到高电平时，所述三极管VT3的集电极和发射极导通，第四外接电压V4有电流流经所述第二变压器T2的初级绕组，从而第二变压器T2的次级绕组也产生电流，并加至所述可控硅VT2的控制极，使得可控硅VT2的阳极和阴极导通，放电阶段开始。所述第四外接电压V4为24V，电压相对可控硅VT2的控制极过大，因此通过第二变压器T2进行降压，所述第二变压器T2的初级绕组及次级绕组之间的匝数为24：5。当然，在所述三极管VT3的基极没有接受到高电平时，所述三极管VT3断开，所述可控硅VT2的阴极及阳极也断开，所述充放电电容C4不放电。

[0059] 另外，所述触发电路40还包括第三二极管D3，所述第三二极管D3的正极与所述第二变压器T2的次级绕组的正极相连接，防止电流反偏；并且，所述触发电路40还包括第二滤波电路，所述第二滤波电路包括第三电容C3及第十电阻R10，所述第三电容C3及第十电阻R10相互并联且一端连接于可控硅VT2的控制极，另一端连接于可控硅VT2的阴极，以对电压进行滤波，使得电路工作更加稳定。

[0060] 最后，所述单片机电路50对整个电弧焊引弧电路的充电阶段、放电阶段、保持阶段进行控制，并控制整个输出时长。所述单片机N1具有第一输出端及第二输出端，所述第一输出端与所述逆变升压电路20相连接以控制充电阶段及保持阶段的时长，所述第二输出端与所述触发电路40相连接以控制放电阶段的时长。

[0061] 具体的，所述单片机N1的第一输出端通过第五二极管D5与电流模式控制器A1的2脚相连接，所述单片机N1的第二输出端通过第五电阻R5与上述所述触发电路40的三极管VT3的基极相连接。

[0062] 首先，进入充电阶段，所述单片机N1的第一输出端输出4ms的定时信号。如上述所述，由于所述电流模式控制器A1的2脚为低电平工作，则在该4ms的定时信号内，所述单片机N1的第一输出端输出低电平，使得所述电流模式控制器A1开始工作。4ms定时结束后，所述第一输出端转化成高电平输出，并且所述单片机N1的第二输出端立即输出13μs的高电平，控制三极管VT3导通，进入放电阶段，从而使得所述充放电电容C4放电。紧接着，在放电阶段结束后进入保持阶段，所述单片机N1的第二输出端立即输出16ms的低电平，并且，所述单片机N1的第一输出端也保持高电平直至16ms的定时结束。至此该充放电电容C4完成了一次充电及放电周期，记为一个引弧周期。一个周期结束后，重复进行上述周期，使得整个电路循环工作，直至引弧成功或单片机N1停止工作。

[0063] 因此，整个电路可输出幅值为900V，脉冲宽度为4ms(13μs数值过小而忽略)，占空比为20％(13μs数值过小而忽略)的脉冲波形。

[0064] 所述单片机N1由使能信号控制，使能信号控制所述单片机N1开始工作及结束工作，并且控制所述单片机N1的定时总时长不超过50个上述周期，这是由于长时间的输出高压脉冲，对整个电路和焊机来说，都有可能造成绝缘层击穿，从而引起危害。当然，若脉冲的周期过少，则会影响引弧的成功率，因此，根据以往经验及数据分析引弧的高压脉冲不超过50个上述周期。

[0065] 另外，之所以选定13μs的放电阶段的时长，是防止放电阶段时长过长从而对可控硅VT2造成损害。

[0066] 所述单片机N1的型号为LPC902，因此所述单片机N1的1脚即VDD接外接电压3.3V，2脚即P0.2/KBI2接使能信号，3脚即P0.0/KBI0为第一输出端与所述电流模式控制器A1相连接，4脚即P1.5/-RST通过第十三电阻R13接第五外接电压V5，所述第五外接电压V5为3.3V，5脚即P0.6/KBI6为第二输出端并与所述三极管VT3的基极相连接，6脚即P0.5/KBI5接地，7脚即P0.4/KBI4与所述光耦OP1的负输入端的阴极相连接，8脚即VSS接地。

[0067] 通过上述描述，结合图2，对整个电弧焊引弧电路的工作流程进行说明：

[0068] 一开始，使能信号断开时，单片机N1不工作，单片机N1的3脚输出高电平，由于电流模式控制器A1的2脚是低电平启动，因此，整个电路不启动；

[0069] 然后，t1时间到，使能信号开启，单片机N1开始工作，5脚输出低电平，触发电路40不工作；而单片机N1的3脚开始输出持续4ms的低电平，并且鉴幅电路30中的光耦OP1的输出级断开，也输出低电平，则此时电流模式控制器A1的2脚接收到的为低电平，电流模式控制器A1开始工作；

[0070] 电流模式控制器A1开始工作后，电流模式控制器A1的6脚输出120kHz的矩形脉冲波，并且通过反激变换电路，对充放电电容C4进行快速充电；

[0071] 在充放电电容C4充电充满后，t2时间到，通过分压电路，使得鉴幅电路30的三端可调稳压器A4的输入端达到开启电压，所述三端可调稳压器A4的输出端开始输出，并使得光耦OP1的输出级的阴极开始输出高电平，从而使得所述电流模式控制器A1停止工作，此时，所述充放电电容C4内的电压保持900V；

[0072] 所述单片机N1的3脚的4ms定时到，即t3时间到，单片机N1的3脚转为高电平，并且所述单片机N1的5脚开始输出13μs的高电平，使得触发电路40工作，则可控硅VT2的阴极和阳极导通，所述充放电电容C4开始放电；

[0073] 13μs的定时结束后，充放电电容C4内的电压释放完毕，达到t4时间，单片机N1的5脚又恢复低电平，3脚则保持高电平并开始16ms的定时；

[0074] 单片机N1的3脚的定时时间结束，t5时间到，单片机N1的3脚开始输出低电平，并进行上述循环；

[0075] 整个电弧焊引弧电路持续进行充电阶段、放电阶段及保持阶段，直至引弧成功或使能信号消失。

[0076] 综上所述，所述电弧焊引弧电路包括高压充放电电路、逆变升压电路20、鉴幅电路30、触发电路40、单片机电路50，从而，可通过逆变升压电路20对充放电电容C4进行快速充电，触发电路40对充放电电容C4进行快速放电，并通过单片机N1对充电阶段、放电阶段、保持阶段进行控制，从而可确保所述充放电电容C4充电充满至900V，并且可对充电时间及放电时间进行精确的控制，从而使得最终的脉冲波形较为稳定，可大大提高引弧的成功率。

[0077] 并且，本发明中采用三端稳压可调器、光耦OP1及分压电路组成鉴幅电路30对充电电容内的电压进行检测，可精确的检测出充电电容内的精准的电压，并且将高压部分与单片机N1等分开，使得高压部分不会影响到单片机N1、电流模式控制器A1的工作，使得整个电弧焊引弧电路较为稳定。

[0078] 应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施方式中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

[0079] 上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本发明的可行性实施方式的具体说明，它们并非用以限制本发明的保护范围，凡未脱离本发明技艺精神所作的等效实施方式或变更均应包含在本发明的保护范围之内。