一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法

摘要

本发明涉及一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，包括以下步骤：步骤S1：采用九开关管逆变器NSI作为电力电子主电路，为一双谐振注入式混合有源滤波器提供两个独立的输出端口；步骤S2：九开关管逆变器的一个输出端口通过双谐振注入支路并联于配电变压器的高压侧，用以对高压侧电网谐波的进行治理；步骤S3：九开关管逆变器的另一个输出端口并联于配电变压器的低压侧，用以对低压侧电网谐波和无功进行治理，并稳定NSI公用直流母线电压。本发明利用九开关管逆变器不仅可以节省三个开关管，降低系统成本，还可以同时实现对配电变压器高、低压侧电能质量问题的补偿，避免配电变压器受配电网谐波分量的干扰，提高变压器的使用寿命。

权利要求

1.一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤S1：采用九开关管逆变器NSI作为电力电子主电路，为一双谐振注入式混合有源滤波器提供两个独立的输出端口；

步骤S2：所述九开关管逆变器的一个输出端口通过双谐振注入支路并联于配电变压器的高压侧，用以对高压侧电网谐波的进行治理；

步骤S3：所述九开关管逆变器的另一个输出端口并联于配电变压器的低压侧，用以对低压侧电网谐波和无功进行治理，并稳定NSI公用直流母线电压；

对所述步骤S1中的九开关管逆变器NSI进行调制，具体包括如下步骤：

步骤S11：所述九开关管逆变器中，定义三个串联在一起的开关管构成一个桥臂，即将NSI的九个开关管分为三个桥臂，定义靠近直流母线正极开关管为上开关管，记为SjH(j＝a,b,c)；靠近直流母线负极开关管为下开关管，记为SjL(j＝a,b,c)；各桥臂的三个开关管中，除去上、下开关管后余下的开关管为中开关管，记为SjM(j＝a,b,c)；

步骤S12：将NSI上输出端口的调制波信号UrefH与下输出端口的调制波信号UrefL共用三角载波进行调制；

步骤S13：若UrefH大于载波，则对应相的开关管SjH(j＝a,b,c)导通；否则SjH关断；若UrefL大于载波，则对应相的开关管SjL(j＝a,b,c)关断；否则SjL导通；每个桥臂中间管SjM(j＝a,b,c)的驱动信号为对应桥臂开关信号SjH与SjL的异或获得。

2.根据权利要求1所述的一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，其特征在于：所述九开关管逆变器中每个桥臂上所串联的三个开关管不能同时导通，用以避免直流母线短接。

3.根据权利要求1所述的一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，其特征在于：当负载含有感性元件时，制所述九开关管逆变器中每个桥臂上至少同时有两个开关管导通，用以避免输出端悬空。

4.根据权利要求1所述的一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，其特征在于：所述步骤S2中，设电网加载在双谐振注入支路两端的电压为Uin，作为IHAPF使用的NSI端口承受的电压为Uout，串联谐振注入支路中的电容值为Cs、电感值为Ls，并联谐振注入支路中的电容值为Cp、电感值为Lp，将Cp、Lp并联后，再与Cs、Ls相串联从而构成双调谐支路，将Uin接于双调谐支路两端，将Uout接于Cs、Ls串联谐振支路两端，则对于双谐振注入支路，两端电压的传递函数为：式中，ω0＝1/√(LsCs)＝100πrad/s为系统基波角频率，并选取Lp与LS的比值为1。

说明书

一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法

技术领域

[0001] 本发明涉及属于电能质量技术领域，特别是涉及一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法。

背景技术

[0002] 近年，随着利用电力电子装置的非线性负荷和分布式发电系统大量接入配电网，使得电网电流的谐波含量骤增，上述谐波污染使电力系统在负载侧和电源侧均面临严峻的电能质量问题。较大的谐波电流将直接威胁到配网变压器的运行安全。在现有技术手段中，电力有源滤波(APF)技术是治理电网谐波污染的有效手段，但限于现有电力电子器件的技术水平，很难将基于全桥电路的有源滤波器单独应用于中、高压系统。因此兼顾补偿能力和实现成本的电力电子补偿装置拓扑的提出对于解决电力系统谐波污染等电能质量问题具有积极促进意义。

[0003] 为解决有源滤波器在中、高压电网中的应用问题，国内外学者提出了众多新颖的有源滤波装置电路拓扑改进方案。混合型有源滤波器技术和级联多电平技术是该研究领域内的热点。级联多电平技术虽然能够增大装置容量、提高逆变器等效开关频率、减小器件的开关损耗，但提高了装置成本，增大了系统结构复杂度，所以其工程实用性并不强。相反，混合型有源滤波器技术成熟，兼顾有、无源滤波器两者的优点，是目前高压谐波治理领域工程应用的主流。在混合型有源滤波器的众多技术分支中，注入式混合有源滤波器(IHAPF)通过注入电容支路或无源谐振支路等无源装置降低有源部分的基波电压，从而使得IHAPF能以较小的容量对高压系统进行无功补偿和谐波治理。

[0004] 现有的IHAPF主要分为串联谐振注入式和并联谐振注入式两大类。其中较常采用的串联谐振注入结构难以同时获得较好的谐波补偿性能和较小的有源容量，而并联谐振注入式发生失谐时，其阻抗迅速下降，容易对系统引入大量无功，影响系统稳定运行。由此产生的双调谐注入式混合有源电力滤波器(DIHAPF)，其注入支路由基波串联谐振部分和基波并联谐振部分组成，能够在保证谐波补偿电流注入能力的同时，克服了传统单谐振注入式混合有源电力滤波器的不足，是一种较新颖的IHAPF配置方案。

[0005] 由于采用谐振式注入结构后，有源部分几乎不承受系统基波电压，所以DIHAPF不能继承传统APF的直流母线稳压方法，需要另外配置直流稳压电路。在较常采用的直流稳压电路中，三相桥式不可控整流电路，虽然结构简单，但具有诸多不足，在负荷突变时直接影响有源滤波器的运行安全；若采用额外的全控整流电路，虽然控制效果较好，但会大大增加系统成本。鉴于此，本文提出了一种基于九开关管双输出逆变器的双调谐注入式混合电力有源滤波器(NSI-DIHAPF)的新结构。

发明内容

[0006] 有鉴于此，本发明的目的是提供：一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，利用九开关管逆变器所提供的两组输出端口，通过注入支路分别跨接于配电变压器的高、低压侧，不仅可以节省三个开关管，降低系统成本，还可以同时实现对配电变压器高、低压侧电能质量问题的补偿，避免配电变压器受配电网谐波分量的干扰，提高变压器的使用寿命，因此具有良好的工程应用前景。

[0007] 本发明采用以下方案实现：一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，包括以下步骤：

[0008] 步骤S1：采用九开关管逆变器NSI作为电力电子主电路，为一双谐振注入式混合有源滤波器提供两个独立的输出端口；

[0009] 步骤S2：所述九开关管逆变器的一个输出端口通过双谐振注入支路并联于配电变压器的高压侧，用以对高压侧电网谐波的进行治理；

[0010] 步骤S3：所述九开关管逆变器的另一个输出端口并联于配电变压器的低压侧，用以对低压侧电网谐波和无功进行治理，并稳定NSI公用直流母线电压。

[0011] 特别地，上述方法将传统谐振注入式混合有源滤波器与九开关管逆变器结构相结合，保留传统IHAPF对中、高压电网的适用性和谐波补偿能力强的优点，同时可以有效地利用NSI所提供的另一个输出端口，兼顾低压侧电能质量补偿和NSI直流侧稳压控制；通过跨接配网变压器的方式，将NSI的两个输出端口通过注入支路接入系统；从而能同时对配电变压器高、低压侧的谐波等电能质量问题进行治理，令配电变压器免受网内谐波侵扰，提高配电变压器的使用寿命。

[0012] 为了实现NSI-DIHAPF系统，运用九开关管逆变器结构紧凑、成本较低的优势，利用九开关管逆变器的两个输出端口，分别形成双调谐注入式混合电力有源滤波器的高压侧有源谐波注入部分和直流侧稳压控制部分。九开关管逆变器NSI与背靠背型十二开关管逆变器同样能对外提供两组三相输出端口，但NSI相比传统背靠背型十二开关管逆变器的结构更加紧凑，在实现相同功能的情况下可少用3个开关管，从而节约逆变器的成本。

[0013] 进一步地，为了实现NSI-DIHAPF系统，对所述步骤S1中的九开关管逆变器NSI进行调制，具体包括如下步骤：

[0014] 步骤S11：所述九开关管逆变器中，定义三个串联在一起的开关管构成一个桥臂，即将NSI的九个开关管分为三个桥臂，定义靠近直流母线正极开关管为上开关管，记为SjH(j＝a,b,c)；靠近直流母线负极开关管为下开关管，记为SjL(j＝a,b,c)；各桥臂的三个开关管中，除去上、下开关管后余下的开关管为中开关管，记为SjM(j＝a,b,c)；

[0015] 步骤S12：将NSI上输出端口的调制波信号UrefH与下输出端口的调制波信号UrefL共用三角载波进行调制；

[0016] 步骤S13：若UrefH大于载波，则对应相的开关管SjH(j＝a,b,c)导通；否则SjH关断；若UrefL大于载波，则对应相的开关管SjL(j＝a,b,c)关断；否则SjL导通；每个桥臂中间管SjM(j＝a,b,c)的驱动信号为对应桥臂开关信号SjH与SjL的异或获得。

[0017] 采用双调谐注入支路实现上述屏蔽高压侧基波分量的功能。

[0018] 进一步地，所述九开关管逆变器中每个桥臂上所串联的三个开关管不能同时导通，用以避免直流母线短接。

[0019] 进一步地，当负载含有感性元件时，制所述九开关管逆变器中每个桥臂上至少同时有两个开关管导通，用以避免输出端悬空。

[0020] 特别地，利用LC串并联电路的谐振特性，采用基波分压或旁路电流的方法，使得作为注入混合有源滤波器IHAPF使用的NSI端口几乎不承受高压侧基波分量，从而降低IHAPF的系统容量。采用双调谐注入支路实现上述屏蔽高压侧基波分量的功能。

[0021] 进一步地，所述步骤S2中，设电网加载在双谐振注入支路两端的电压为Uin，作为IHAPF使用的NSI端口承受的电压为Uout，串联谐振注入支路中的电容值为Cs、电感值为Ls，并联谐振注入支路中的电容值为Cp、电感值为Lp，将Cp、Lp并联后，再与Cs、Ls相串联从而构成双调谐支路，将Uin接于双调谐支路两端，将Uout接于Cs、Ls串联谐振支路两端，则对于双谐振注入支路，两端电压的传递函数为：

[0022]

[0023] 式中，ω0＝1/√(LsCs)＝100πrad/s为系统基波角频率，并选取Lp与LS的比值为1。

[0024] 特别地，通过对上式进行频域分析可知，双调谐注入支路将在高、低频区出现两个谐振放大点。相比单调谐注入支路，双调谐注入支路为IHAPF提供的工作区域更宽，这有利于降低系统有源部分的容量，同时还可以相应放宽对于串并联谐振支路的设计要求。考虑到电网频率一般处于45Hz～55Hz范围内，偏差较小；同时，为了保证IHAPF系统的运行安全，需使支路电压谐振放大点远离系统特征次谐波。虽然在传统电网中几乎不存在偶次谐波，配有电力电子接口的分布式发电装置大量接入电力系统后，由于控制策略不当，在电力系统发生中心点漂移时，分布式电源逆变电路控制算法会发生严重的虚拟中性点漂移，进而导致大量偶数次谐波泄露到电力系统中。应此有必要防止双调谐注入支路在偶数次谐波处发生电压谐振放大。

[0025] 进一步地，虽然双谐振注入支路可以很好的降低IHAPF有源部分所承受的电网基波电压，但这也断绝了IHAPF有源部分与电网基波分量之间的联系，使得IHAPF不能通过有源部分进行直流侧稳压控制。为解决IHAPF有源部分直流侧稳压问题，利用NSI的另一个输出端口，并联于变压器的低压侧，按照传统有源滤波器的方式运行。从而在实现NSI直流侧稳压控制的同时，可对变压器低压侧电网的电能质量问题进行治理。

[0026] 相比较传统IHAPF使用不可控整流电路的稳压方式，在使用NSI的有源端口后，直流侧电压的幅值可进行人为设定，稳压效果更好。特别在网侧电压波动或含谐波分量时，NSI的有源端口可有效避免IHAPF直流侧电压波动，保障系统的运行安全。相比较传统IHAPF使用全控整流电路的稳压方式，在使用NSI的有源端口后，可至少减小三个可控型电力电子开关器件，降低系统的建设成本。且利用稳压端口参与变压器低压侧电能质量问题的治理，可有力提高DIHAPF系统的整体运行效率。

[0027] 将NSI的两个输出端口分别通过各自的注入支路并联于配电变压器的高、低压侧。分别对配电变压器的高、低压侧电网的电能质量问题进行治理，抑制谐波潮流的跨电压等级流动，改善配电变压器的工作环境，从以下方面避免电网谐波对变压器正常运行所带来的负面影响：(1)降低变压器铜损，减少发热，减缓变压器绝缘老化；(2)减少谐波引起的变压器振动，降低变压器运行时所产生的噪声；(3)减小由谐波带来的变压器磁滞、涡流损耗，降低绝缘的电场强度，增强绝缘材料的电气应力。最终提高配网变压器的运行效率，并延长其使用寿命。

[0028] 将NSI的两个输出端口可分别等效为两个三相三线制有源滤波器，通过注入电路与电网并联，向负载侧提供所需的谐波与无功电流。依据基尔霍夫电流定理的基本原理，在抵消掉负载谐波与无功电流后，网侧电流将仅含有基波有功成分，系统电能质量将大为改善，并使配电变压器免受谐波干扰。

[0029] NSI-DIHAPF通过对负载端电流进行实时检测，由谐波检测算法计算出负载电补偿的谐波与无功分量，控制器对NSI发出驱动信号，从而控制由开关管组成的NSI电路向电网注入所需的谐波与无功分量。

[0030] 与现有技术相比，本发明有益效果的：(1)利用双谐振注入支路隔绝网侧基频电压分量对有源装置的影响，从而将有源滤波器应用于中、高压配网中，可利用有源滤波器运行方式灵活、扩展性强、调节速度快的优点，实现对中、高压配电网网谐波问题的治理，提高电网电能质量；(2)使用NSI的一个输出端口构造DIHAPF，使用NSI的另一个输出端口稳定DIHAPF的直流侧母线电压，可达到与传统背靠背型全控稳压电路相同的补偿与稳压效果，但使用本发明所述结构相比较背靠背型电路却可节省3个开关管，从而缩小装置体积，减少投资成本；(3)将NSI的两个输出端口分别通过相应的注入支路并联于配电变压器的高低压侧，可同时对配电变压器高、低压侧电网的电能质量进行治理，并且能避免谐波电流对配电变压器的侵扰，改善配电变压器的运行环境，并提高配电变压器的使用寿命，因此具有良好的工程应用前景。

附图说明

[0031] 图1是十二开关管逆变器与九开关管逆变器拓扑关系图。

[0032] 图2是双谐振注入支路结构图。

[0033] 图3是基于不控整流电路的DIHAPF直流侧稳压方案原理图。

[0034] 图4是基于背靠背全控整流电路的DIHAPF直流侧稳压方案原理图。

[0035] 图5是本发明NSI-DIHAPF在配电变压器处的配置框图。

[0036] 图6是本发明的NSI-DIHAPF补偿功能实现原理图。

具体实施方式

[0037] 下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

[0038] 本实施例提供一种基于九开关管逆变器的有源电力滤波器的谐波补偿方法，其特征在于：包括以下步骤：

[0039] 步骤S1：采用九开关管逆变器NSI作为电力电子主电路，为一双谐振注入式混合有源滤波器提供两个独立的输出端口；

[0040] 步骤S2：所述九开关管逆变器的一个输出端口通过双谐振注入支路并联于配电变压器的高压侧，用以对高压侧电网谐波的进行治理；

[0041] 步骤S3：所述九开关管逆变器的另一个输出端口并联于配电变压器的低压侧，用以对低压侧电网谐波和无功进行治理，并稳定NSI公用直流母线电压。

[0042] 在本实施例中，上述方法将传统谐振注入式混合有源滤波器与九开关管逆变器结构相结合，保留传统IHAPF对中、高压电网的适用性和谐波补偿能力强的优点，同时可以有效地利用NSI所提供的另一个输出端口，兼顾低压侧电能质量补偿和NSI直流侧稳压控制；通过跨接配网变压器的方式，将NSI的两个输出端口通过注入支路接入系统；从而能同时对配电变压器高、低压侧的谐波等电能质量问题进行治理，令配电变压器免受网内谐波侵扰，提高配电变压器的使用寿命。

[0043] 在本实施例中，九开关管逆变器NSI与背靠背型十二开关管逆变器同样能对外提供两组三相输出端口，但NSI相比传统背靠背型十二开关管逆变器的结构更加紧凑，在实现相同功能的情况下可少用3个开关管，从而节约逆变器的成本。图1给出了十二开关管逆变器与九开关管逆变器之间的拓扑关系。图1的左侧为较常采用的背靠背型十二开关管逆变器，图1的右侧为新型九开关管逆变器。可见九开关管逆变器与十二开关管逆变器同样能对外提供两组三相输出端口，但是九开关管逆变器可比十二开关管逆变器节约3个开关管。通过比较可知，九开关管逆变器具有结构紧凑、成本较低的优势。因此，可利用九开关管逆变器的两个输出端口，分别形成双调谐注入式混合电力有源滤波器的高压侧有源谐波注入部分和直流侧稳压控制部分。

[0044] 在本实施例中，为了实现NSI-DIHAPF系统，对所述步骤S1中的九开关管逆变器NSI进行调制，具体包括如下步骤：

[0045] 步骤S11：所述九开关管逆变器中，定义三个串联在一起的开关管构成一个桥臂，即将NSI的九个开关管分为三个桥臂，定义靠近直流母线正极开关管为上开关管，记为SjH(j＝a,b,c)；靠近直流母线负极开关管为下开关管，记为SjL(j＝a,b,c)；各桥臂的三个开关管中，除去上、下开关管后余下的开关管为中开关管，记为SjM(j＝a,b,c)；

[0046] 步骤S12：将NSI上输出端口的调制波信号UrefH与下输出端口的调制波信号UrefL共用三角载波进行调制；

[0047] 步骤S13：若UrefH大于载波，则对应相的开关管SjH(j＝a,b,c)导通；否则SjH关断；若UrefL大于载波，则对应相的开关管SjL(j＝a,b,c)关断；否则SjL导通；每个桥臂中间管SjM(j＝a,b,c)的驱动信号为对应桥臂开关信号SjH与SjL的异或获得。

[0048] 采用双调谐注入支路实现上述屏蔽高压侧基波分量的功能。

[0049] 在本实施例中，所述九开关管逆变器中每个桥臂上所串联的三个开关管不能同时导通，用以避免直流母线短接。

[0050] 在本实施例中，当负载含有感性元件时，制所述九开关管逆变器中每个桥臂上至少同时有两个开关管导通，用以避免输出端悬空。

[0051] 在本实施例中，利用LC串并联电路的谐振特性，采用基波分压或旁路电流的方法，使得作为注入混合有源滤波器IHAPF使用的NSI端口几乎不承受高压侧基波分量，从而降低IHAPF的系统容量。采用双调谐注入支路实现上述屏蔽高压侧基波分量的功能。

[0052] 在本实施例中，图2给出了双谐振注入支路的电路拓扑，所述步骤S2中，设电网加载在双谐振注入支路两端的电压为Uin，作为IHAPF使用的NSI端口承受的电压为Uout，串联谐振注入支路中的电容值为Cs、电感值为Ls，并联谐振注入支路中的电容值为Cp、电感值为Lp，将Cp、Lp并联后，再与Cs、Ls相串联从而构成双调谐支路，将Uin接于双调谐支路两端，将Uout接于Cs、Ls串联谐振支路两端，则对于双谐振注入支路，两端电压的传递函数为：

[0053]

[0054] 式中，ω0＝1/√(LsCs)＝100πrad/s为系统基波角频率，并选取Lp与LS的比值为1。

[0055] 在本实施例中，通过对上式进行频域分析可知，双调谐注入支路将在高、低频区出现两个谐振放大点。相比单调谐注入支路，双调谐注入支路为IHAPF提供的工作区域更宽，这有利于降低系统有源部分的容量，同时还可以相应放宽对于串并联谐振支路的设计要求。考虑到电网频率一般处于45Hz～55Hz范围内，偏差较小；同时，为了保证IHAPF系统的运行安全，需使支路电压谐振放大点远离系统特征次谐波。虽然在传统电网中几乎不存在偶次谐波，配有电力电子接口的分布式发电装置大量接入电力系统后，由于控制策略不当，在电力系统发生中心点漂移时，分布式电源逆变电路控制算法会发生严重的虚拟中性点漂移，进而导致大量偶数次谐波泄露到电力系统中。应此有必要防止双调谐注入支路在偶数次谐波处发生电压谐振放大。

[0056] 在本实施例中，如图3所示为基于不控整流电路的DIHAPF直流侧稳压方案原理图，其中三相全桥可控电路与三相不控整流电路共用直流母线，且三相全桥可控电路通过双谐振注入支路接入电网，对非线性负载产生的谐波进行补偿，降低网侧电流THD值；三相不控整流电路利用低压交流配网对直流母线进行整流稳压。这种配置方式控制结构简单，工程投资较小，但也存在种种弊端。首先，由于采用不可控整流电路，只要交流侧峰值电压一定时，直流母线电压始终为一固定值，无法进行人为调整，从而给DIHAPF的参数设计带来不便。其次，当电网谐波电压含量过高时，DIHAPF的直流侧电压因基波谐振支路的谐波分压而发生抬升现象，若采用不可控可控整流电路，则无法对抬升电压进行卸放，直流侧电压的抬升直接影响系统的运行安全。

[0057] 目前解决上述问题的常用方法可分为在直流侧增加能量卸放回路和采用可控器件代替原有的不可控器件进行整流控制这两种。卸放回路可以使用卸放电阻把多余的能量消耗掉，从而抑制直流侧电压的抬升。该方法实现简单，便于工程运用，但其缺点是增加了系统的损耗，使系统的运行效率下降。

[0058] 在本实施例中，如图4所示为基于背靠背全控整流电路的DIHAPF直流侧稳压方案原理图，采用三相全控桥代替图3中的三相不控整流电路。从而采用可控整流技术，灵活控制直流侧电压，可将多余能量回馈电网，使得系统安全可靠性大幅度提高，但是至少需要增加三对可控性电力电子开关器件，增加了DIHAPF系统建设成本，且当DIHAPF的直流侧电压稳定后，通过可控稳压电路的电流将会很小，致使可控器件得不到充分应用，DIHAPF系统的整体运行效率降低。

[0059] 在本实施例中，如图5为本发明提出的基于九开关管的双调谐注入式混合有源滤波器(NSI-DIHAPF)在配电变压器处的配置框图。虽然双谐振注入支路可以很好的降低IHAPF有源部分所承受的电网基波电压，但这也断绝了IHAPF有源部分与电网基波分量之间的联系，使得IHAPF不能通过有源部分进行直流侧稳压控制。为解决IHAPF有源部分直流侧稳压问题，利用NSI的另一个输出端口，并联于变压器的低压侧，按照传统有源滤波器的方式运行。从而在实现NSI直流侧稳压控制的同时，可对变压器低压侧电网的电能质量问题进行治理。

[0060] 相比较传统IHAPF使用不可控整流电路的稳压方式，在使用NSI的有源端口后，直流侧电压的幅值可进行人为设定，稳压效果更好。特别在网侧电压波动或含谐波分量时，NSI的有源端口可有效避免IHAPF直流侧电压波动，保障系统的运行安全。相比较传统IHAPF使用全控整流电路的稳压方式，在使用NSI的有源端口后，可至少减小三个可控型电力电子开关器件，降低系统的建设成本。且利用稳压端口参与变压器低压侧电能质量问题的治理，可有力提高DIHAPF系统的整体运行效率。

[0061] 将NSI的两个输出端口分别通过各自的注入支路并联于配电变压器的高、低压侧。分别对配电变压器的高、低压侧电网的电能质量问题进行治理，抑制谐波潮流的跨电压等级流动，改善配电变压器的工作环境，从以下方面避免电网谐波对变压器正常运行所带来的负面影响：(1)降低变压器铜损，减少发热，减缓变压器绝缘老化；(2)减少谐波引起的变压器振动，降低变压器运行时所产生的噪声；(3)减小由谐波带来的变压器磁滞、涡流损耗，降低绝缘的电场强度，增强绝缘材料的电气应力。

[0062] 在本实施例中，如图6为本发明所提出的NSI-DIHAPF补偿功能实现原理图。NSI的上、下输出端口跨接于配电变压器两端。其中NSI的上端口通过双谐振支路并联于配电变压器的高压侧，通过其有源部分向电网注入高压侧负载所需的谐波电流分量，完成对高压侧的谐波补偿；通过配置其谐振接口，还可以完成对高压侧的无功补偿。NSI的下端口并联于配电变压器的低压侧，工作于传统的有源滤波器模式，可完成对低压侧的谐波补偿、无功补偿及三相不平衡补偿；且实现对NSI直流母线的稳压控制。

[0063] 以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。