电压转换器和电压转换方法

摘要

本发明涉及电压转换器和电压转换方法。电压转换器包括：输入、输出和变压器，变压器包括初级绕组和次级绕组；初级侧电路，包括至少一个开关并且耦合在输入和初级绕组之间；耦合到输出的次级侧控制电路。初级侧电路被配置为从次级侧控制电路接收反馈信号。次级侧控制电路被配置为基于电压转换器的输出信号来生成误差信号，并且基于补充信息来调制误差信号以生成反馈信号。

权利要求

1.一种电压转换器，包括：

输入、输出和变压器，所述变压器包括初级绕组和次级绕组；

初级侧电路，所述初级侧电路包括至少一个开关并且耦合在所述输入和所述初级绕组之间；

次级侧控制电路，耦合到所述输出的并且包括被配置为接收补充信息的信息输入，其中，所述初级侧电路被配置为从所述次级侧控制电路接收反馈信号，其中所述次级侧控制电路被配置为基于所述电压转换器的输出信号来生成误差信号，并且基于所述补充信息来调制所述误差信号以生成所述反馈信号，其中所述次级侧控制电路进一步被配置为基于所述补充信息生成所述误差信号，其中所述初级侧电路进一步包括初级侧控制电路，被配置为接收所述反馈信号，以从所接收到的反馈信号重新得到所述误差信号和所述补充信息，并且基于重新得到的误差信号来驱动所述至少一个开关，其中所述初级侧控制电路被配置为将通过所述初级绕组的电流限制为预定义的电流电平，并且基于重新得到的补充信息来设置所述预定义的电流电平。

2.根据权利要求1所述的电压转换器，进一步包括：

整流器电路，所述整流器电路耦合在所述次级绕组和所述输出之间。

3.根据权利要求1所述的电压转换器，

其中，所述次级侧控制电路被配置为基于参考信号和与所述输出信号成比例的信号来生成所述误差信号，并且根据所述补充信息来调整在所述输出信号和与所述输出信号成比例的信号之间的比例因子。

4.根据权利要求3所述的电压转换器，

其中，所述次级侧控制电路包括分压器，所述分压器耦合至所述输出并且被配置为输出与所述输出信号成比例的信号，并且其中，调整所述比例因子包括调整所述分压器的分压比率。

5.根据权利要求1所述的电压转换器，其中，所述次级侧控制电路进一步被配置为基于所述输出信号来生成所述补充信息。

6.根据权利要求5所述的电压转换器，其中，基于所述输出信号来生成所述补充信息包括检测所述输出信号是否在预定义的信号范围外。

7.根据权利要求1所述的电压转换器，其中，所述初级侧控制电路被配置为基于所述重新得到的补充信息来关闭所述电压转换器。

8.根据权利要求1所述的电压转换器，其中，基于补充信息来调制所述误差信号包括，在通信时间段中，根据预定义的模式来对所述误差信号的信号电平进行上拉和下拉中的一种。

9.根据权利要求1所述的电压转换器，其中，所述输出信号是输出电压和输出电流中的一个。

10.一种用于电压转换的方法，包括：

由电压转换器中的次级侧控制电路基于所述电压转换器的输出信号以及在信息输入处接收的补充信息来生成误差信号，并且基于所述补充信息来调制所述误差信号以生成反馈信号，以及由初级侧电路接收所述反馈信号，所述初级侧电路包括至少一个开关并且被耦合到所述电压转换器中的变压器的初级绕组；

由初级侧控制电路接收所述反馈信号并且从所接收的反馈信号重新得到所述误差信号和所述补充信息，以及基于重新得到的误差信号来驱动所述至少一个开关；以及由所述初级侧控制电路将通过所述初级绕组的电流限制为预定义的电流电平，并且基于重新得到的补充信息来设置所述预定义的电流电平。

11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：

由耦合在所述变压器的次级绕组和所述电压转换器的输出之间的整流器电流生成所述输出信号。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，生成所述误差信号包括基于参考信号和与所述输出信号成比例的信号来生成所述误差信号，并且根据所述补充信息来调整在所述输出信号和与所述输出信号成比例的信号之间的比例因子。

13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：

通过耦合到所述电压转换器的输出的分压器来输出与所述输出信号成比例的信号，其中，调整所述比例因子包括调整所述分压器的分压器比率。

14.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：

基于所述输出信号来生成所述补充信息。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，基于所述输出信号生成所述补充信息包括检测所述输出信号是否在预定义的信号范围外。

16.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：

由所述初级侧控制电路基于所述重新得到的补充信息来关闭所述电压转换器。

17.根据权利要求10所述的方法，其中，基于补充信息来调制所述误差信号包括，在通信时间段中，根据预定义的模式来对所述误差信号的信号电平进行上拉和下拉中的一种。

说明书

电压转换器和电压转换方法

技术领域

[0001] 本公开涉及电压转换器和电压转换方法。

背景技术

[0002] 开关模式电压转换器(开关式电源SMPS)被广泛用于汽车、工业或消费电子应用中的功率转换。一些类型的开关模式电压转换器，诸如反激转换器，包括形成在开关模式电压转换器的输入和输出之间的势垒的变压器。在这些类型的开关模式电压转换器中，输入电压和输入电流由连接到变压器的初级绕组的初级侧电路接收，并且输出信号(输出电压或输出电流)由连接到变压器的次级侧的电路输出。在次级侧受控电压转换器中，表示输出电压和输出电流中的一个的反馈信号从次级侧电路被传输到初级侧电路。由于势垒而使得这样的传输需要使用能够经由势垒传输反馈信号的电路，诸如光耦合器。

[0003] 需要以低成本将附加信息从次级侧电路传输到初级侧电路。

发明内容

[0004] 一个示例涉及一种电压转换器。电压转换器包括：输入、输出和变压器，变压器具有初级绕组和次级绕组。包括至少一个开关的初级侧电路被耦合在输入和初级绕组之间，整流器电路被耦合在次级绕组和输出之间，并且次级侧控制电路被耦合到输出。初级侧电路被配置为从次级侧控制电路接收反馈信号。次级侧控制电路被配置为基于电压转换器的输出信号来生成误差信号，并且基于补充信息来调制误差信号以生成反馈信号。

[0005] 一个示例涉及一种方法。该方法包括，由电压转换器中的次级侧控制电路基于电压转换器的输出信号来生成误差信号，并且基于补充信息来调制所述误差信号以生成反馈信号。该方法进一步包括由初级侧电路接收反馈信号，所述初级侧电路包括至少一个开关以及被耦合到电压转换器中的变压器的初级绕组。

附图说明

[0006] 以下参考附图来解释示例。附图用于说明某些原则，使得仅用于理解这些原理所需要的方面被图示。附图不是按比例的。在附图中，相同的附图标记表示相同的特征。

[0007] 图1示出了包括初级侧电路、整流器电路和次级侧控制电路的示例性电压转换器；

[0008] 图2A-2B示出了图示用于将输出信号信息和附加信息从电压转换器的次级侧传输到初级侧的不同示例的信号波形；

[0009] 图3A-3B示出了图示用于将输出信号信息和附加信息从电压转换器的次级侧传输到初级侧的不同示例的信号波形；

[0010] 图4示出了初级侧电路的一个示例；

[0011] 图5示出了整流器电路的一个示例；

[0012] 图6A-6B示出了图示初级侧电路的操作的一个方式的信号波形；

[0013] 图7示出了次级侧控制电路的一个示例；

[0014] 图8示出了次级侧控制电路的另一示例

[0015] 图9示出了在图7中示出的次级侧控制电路中的可变电阻器的一个示例；

[0016] 图10示出了误差信号滤波器的一个示例；

[0017] 图11示出了初级侧控制电路的一个示例；以及

[0018] 图12示出了初级侧控制电路的另一示例。

具体实施方式

[0019] 在以下详细描述中，参考附图。附图形成说明书的一部分并且通过图示示出了可以实践本发明的具体示例。应当理解，本文描述的各种示例的特征可以彼此组合，除非以其他方式具体指出。

[0020] 图1示出根据一个示例的电压转换器(开关模式电源SMPS)。电压转换器包括输入和输出，输入具有配置为接收输入电压VIN和输入电流IIN的第一输入节点和第二输入节点，输出具有配置为输出输出电压VOUT和输出电流IOUT的第一输出节点和第二输出节点。负载Z(在图1中用虚线示出)可以接收输出电压VOUT和输出电流IOUT。电压转换器进一步包括变压器2，变压器2具有初级绕组21和与初级绕组21磁耦合的次级绕组22。初级侧电路1被耦合在输入端和初级绕组21之间，并且整流器电路3被耦合次级绕组22和输出之间。初级侧电路1包括至少一个开关12。根据一个示例，初级侧电路1被配置为，通过操作至少一个开关12，经由变压器2以脉冲方式将电功率传输到整流器电路3，而整流器电路3从经由变压器2接收到的脉冲功率生成输出电压VOUT和输出电流IOUT。根据一个示例，输出电流IOUT是直流电流，并且输出电压VOUT是直流电压(DC电压)。

[0021] 电压转换器被配置为调节输出电压VOUT和输出电流IOUT中的一个。由电压转换器调节的参数在下面被称为输出信号。仅出于说明的目的，假定电压转换器被配置为调节输出电压VOUT。为此，次级侧控制电路4接收输出电压VOUT或表示输出电压VOUT的信号，并且基于输出电压VOUT来生成反馈信号SFB。初级侧电路1被配置为接收反馈信号SFB，并且基于该反馈信号SFB来控制经由变压器2从电压转换器的初级侧传输到电压转换器的次级侧的功率。通过变压器2，在电压转换器的初级侧和次级侧之间存在势垒，即在电压转换器的输入和输出之间存在势垒。电压转换器包括被传输电路5，其被配置为跨该势垒将反馈信号SFB从次级侧控制电路4传输到初级侧电路1。根据一个示例，传输电路5包括光耦合器。然而，使用光耦合器跨势垒传输反馈信号SFB仅是示例。还可以使用适用于跨势垒传输信号的任何其他类型的传输电路。这样的其他传输电路的一种类型是包括变压器的传输电路。

[0022] 传输电路5不改变反馈信号SFB的特性。具体地，由传输电路5输出到初级侧电路1的反馈信号可以与由传输电路5从次级侧控制电路4接收到的信号基本上成比例。因此，在下文中，术语“反馈信号SFB”将用于由次级侧控制电路4输出的信号和由初级侧电路1接收的信号二者，虽然这些信号都参考不同的接地电势。由次级侧控制电路4输出的反馈信号SFB参考次级侧接地节点GND2，而由传输电路5输出并且由初级侧电路1接收的反馈信号SFB参考初级侧接地节点GND1。

[0023] 根据一个示例，次级侧控制电路4被配置为基于输出信号Vout来生成误差信号，并且基于补充信息来调制反馈信号以生成反馈信号SFB。由此，反馈信号SFB承载两种类型的信息，即包括在误差信号中的信息和补充信息。包括在反馈信号SFB中的这两种信息经由传输电路5跨越势垒从次级侧控制电路4被传输到初级侧电路1。因此，仅需要一个传输电路5，这有助于节约成本。以下进一步说明生成误差信号的细节。

[0024] 图2A和图2B示出了反馈信号SFB如何可以承载误差信号信息和补充信息的两个不同示例。图2A和图2B中的每一个示出了反馈信号SFB的信号波形的一个示例。为了传输补充信息，存在传输补充信息的时间段(时间窗)TCOM。在该时间窗TCOM外，反馈信号SFB具有由误差信号所限定的信号电平(幅度)AERR。在图2A中所示的示例中，通过调制误差信号，使其根据预定义的模式从由误差信号SERR所定义的幅度AERR被下拉，来在通信窗TCOM中传送补充信息。在该示例中，该模式包括由高脉冲分离的两个低脉冲。低脉冲可以具有不同的持续时间。在图2A所示的示例中，存在长低脉冲(LLoP)、短低脉冲(SLoP)和分隔低脉冲的高脉冲(HiP)。
在高脉冲期间，反馈信号SFB的电平对应于由误差信号定义的电平AERR。

[0025] 在图2B所示的示例中，通过调制误差信号，使得信号电平根据预定义的模式而从由误差信号SERR定义的电平AERR被上拉倒最大电平AMAX，来传输补充信息。在该示例中，预定义的模式包括通过低脉冲分离的两个高脉冲。高脉冲可以具有不同的持续时间。在该示例中，存在长高脉冲(LHiP)、短高脉冲(SHiP)和分离高脉冲的低脉冲(LoP)。在低脉冲(LoP)期间，反馈信号SFB具有如误差信号所定义的信号电平。

[0026] 在图2A和图2B中所示的用于在通信窗TCOM中传输补充信息的调制方案类似于脉冲编码调制(PCM)。可以在通信窗TCOM中生成多个不同的脉冲序列或信号模式，而这些模式中的每一个与一个特定的补充信息相关联。因此，可以在通信窗TCOM中传输不同的信息。在图3A和图3B中图示了不同的脉冲序列(信号模式)看起来如何的示例。这些附图示出了根据图
2A说明的调制方案所调制的反馈信号SFB的波形图。参考这些附图，可以通过改变长低脉冲(LLoP)的数目来生成不同的脉冲序列。图3A示出了具有两个长低脉冲(LLoP)的脉冲序列的示例，并且图3B示出了具有三个长低脉冲(LLoP)的示例。在每一种情况下，存在一个短低脉冲(SLoP)，其终止相应的脉冲序列。应当注意，改变诸如图3A和3B中所示的示例中的长低脉冲(LLoP)的特定脉冲的数目仅仅是不同信息可以如何被映射成脉冲序列的一个示例。根据另一实施例，脉冲序列的一个或多个脉冲的持续时间可以被改变，以便于将不同的信息映射成脉冲序列。根据又一实施例，脉冲序列的至少一个脉冲的幅度可以被改变以便于将不同的信息映射成脉冲序列。

[0027] 通过仅使用一个上述反馈信号SFB来传输误差信号信息和补充信息的方法可以在包括变压器的每种类型的功率转换器中使用。包括作为在功率转换器的输入和输出之间的势垒的变压器的一种类型的功率转换器是反激转换器。图4示出了反激转换器中的初级侧电路1的一个示例。在该转换器中，初级侧电路1包括与变压器2的初级绕组21串联连接的开关12。具有初级绕组21和开关12的串联电路被连接在功率转换器的输入节点之间。初级侧控制电路11接收反馈信号SFB，并且被配置为基于反馈信号SFB来驱动开关12。为了驱动开关12，初级侧控制电路11基于该反馈信号SFB来驱动信号SDRV。开关12接收驱动信号SDRV并且基于该驱动信号SDRV来进行开关。根据一个示例，驱动信号SDRV是脉宽调制(PWM)驱动信号。

[0028] 在图4所示的示例中，开关12是MOSFET，具体地是n型增强型MOSFET。然而，这仅仅是示例。还可以使用任何其他类型的晶体管器件，诸如p型增强型MOSFET、耗尽型MOSFET、JFET(结型场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、双极结型晶体管(BJT)或者HEMT(高电子迁移率晶体管)。

[0029] 可选地，电流感测电阻器14与初级绕组21和电子开关12串联连接。电流感测晶体管生成表示分别通过电子开关12和初级绕组21的电流IDS的感测电压VSENSE。初级侧电路控制电路11接收该感测电压VSENSE。此外，输入电容器13可以被连接在输入节点之间。输入电容器13对在输入电压VIN中可能出现的波动进行滤波。

[0030] 图5示出了次级侧整流器电路3的一个示例。在该示例中，整流器电路3包括整流器元件31，诸如二极管和电容器32。整流器元件31和电容器32串联连接，而具有整流器元件31和电容器32的串联电路与次级绕组22并联连接。输出电压VOUT可跨整流器电路3的电容器32提供。在反激转换器中，初级绕组21和次级绕组22具有相反的绕组感测。由此，电流一次可以仅流动通过初级绕组21和次级绕组22中的一个。

[0031] 参考上述情况，反馈信号SFB包括基于输出信号VOUT的误差信号，并且反馈信号包括通过调制误差信号传输的附加信息。以下说明如何在初级侧控制电路中从反馈信号SFB中重新得到误差信号和补充信息的示例。基于从反馈信号SFB重新得到的误差信号，初级侧控制电路11可以以常规的方式操作开关12。以下将参考图6A-6B来说明用于操作初级侧电路1的示例，特别是用于通过初级侧控制电路11驱动电子开关12的示例。

[0032] 图6A示出了由初级侧控制电路11基于从反馈信号SFB重新得到到的误差信号所生成的驱动信号SDRV的信号波形的一个示例。参考图6A，由驱动信号SDRV驱动电子开关12包括以多个连续驱动周期来驱动电子开关12。在每个驱动周期中，电子开关12被接通达第一时间TON并且被关断达第二时间TOFF。在下文中，第一时间TON将被称为导通时间并且第二时间TOFF将被称为截止时间。接通电子开关12的驱动信号SDRV的信号电平在下文中将被称为导通水平，并且关断电子开关12的信号电平将在下文中称为截止电平。仅为了说明的目的，导通电平是在图6A中所示的波形图中的高信号电平，并且截止电平是低信号电平。根据一个示例，初级侧控制电路11生成驱动信号SDRV，使得导通时间TON取决于误差信号的信号电平AERR。根据一个示例，导通时间随着信号电平AERR增加而增加，反之亦然。

[0033] 图6B示出了通过初级绕组21的电流(初级电流)I21的波形图。参考图6B，该电流I21的电流电平在导通时间期间增加。流过初级绕组21的电流I21与变压器2中存储的电能相关联，更具体地与变压器2的气隙(未示出)中存储的电能相关联。在导通时间TON结束时，电子开关12关断，初级电流I21下降到零，并且存储在变压器2中的能量经由次级绕组22被分别传递到整流器电路3和负载Z。在导通时间期间在变压器2中存储能量与磁化变压器2相关联，并且将能量传递到次级侧与在截止时间期间对变压器2去磁化相关联。

[0034] 根据一个示例，关断时间TOFF的持续时间被选择为使得变压器2在关断时间TOFF期间完全被去磁化，并且在电子开关12再次接通之前被去磁化一会。在该情况下，初级电流I21在每个接通时间TON的开始时是0，并且然后增加。这在图6B中被图示，并且被称为非连续导通模式(DCM)。然而，以DCM操作功率转换器仅仅是示例。还能够以连续导通模式(CCM)操作功率转换器，在连续导通模式(CCM)中，变压器2在关断时间TOFF期间没有完全去磁化，使得在导通时间TON的开始时的初级电流I21没有从0开始增加。

[0035] 初级侧控制电路11可以被配置为以固定频率模式来操作电子开关12。在该操作模式中，电子开关12以固定频率f被接通。独立驱动周期的持续时间TCYCLE是相等的，而TCYCLE＝1/F。

[0036] 根据另一示例，初级侧控制电路以准谐振模式操作电子开关12。在该操作模式中，初级侧控制电路11感测变压器12的磁化，并且紧接在变压器2已经被去磁化之后接通电子开关12。参考图4，与初级绕组21磁耦合的辅助绕组23可以由初级侧控制电路11使用以检测变压器2的磁化状态。以准谐振模式操作反激转换器是公知的，使得在这方面不需要其他说明。

[0037] 在固定频率模式和准谐振模式中的每一个中，初级侧控制电路11基于所重新得到的误差信号来改变导通时间TON，以便于调节输出信号VOUT。根据一个示例，初级侧控制电路11仅基于重新得到的误差信号的信号电平AERR来在独立驱动周期中设置导通时间TON。该操作模式可以被称为电压模式。

[0038] 根据另一示例，初级侧控制电路11基于所重新得到的误差信号的幅度来生成阈值信号I21_TH，检测接通时间TON期间的初级电流I21，并且当初级电流I21达到所生成的阈值信号I21_TH时，关断电子开关12。这在图6B中示意性示出，并且可以被称为电流模式。初级侧控制11电路从感测电阻器14接收电流感测信号VSENSE表示初级电流I21。例如，当前阈值信号I21_TH是所重新得到的误差信号或与所重新得到的误差信号成比例的信号。

[0039] 图7示出了次级侧控制电路4的一个示例。该次级侧控制电路4包括在第一输入VDD处接收输出信号VOUT的误差信号生成器41。该误差信号生成器被配置为基于输出电压VOUT和参考电压VREF来生成误差信号SERR。在图7所示的示例中，具有第一电阻器45和第二电阻46的分压器接收输出电压VOUT，并且提供与输出电压VOUT成比例的感测电压Vs。误差滤波器43在第一输入处接收感测电压Vs并且在第二输入处接收参考电压VREF。参考电压VREF由参考电压生成器44提供。误差滤波器43被配置为基于在参考电压VREF和感测电压VS之间的差VREF-VS来生成误差信号SERR。误差滤波器43可以具有比例(P)特性、积分(I)特性或比例-积分(PI)特性中的一个。

[0040] 次级侧控制电路4进一步包括接收误差信号SERR并且输出反馈信号SFB的调制电路42。调制电路42被配置为调制误差信号SERR，以便于提供反馈信号SFB。根据一个示例，调制电路42包括耦合在误差信号生成器41的输出和次级侧接地节点GND2之间的第一开关481。控制器47被配置为驱动第一电子开关481以调节误差信号SERR。

[0041] 根据一个示例，功率转换器被配置为调节输出电压VOUT，使得输出电压VOUT的电压电平取决于由次级侧控制电路4在输入节点D+、D-处接收到的电压信息。该电压信息可以从耦合到功率转换器的输出的负载Z接收。在该示例中，功率转换器可以支持具有快速充电TM(QuickChargeTM)能力的负载。具有这种快速充电TM能力的负载被配置为向功率转换器通知其想要接收哪个输出电压电平。根据一个示例，功率转换器被配置为，根据在输入D+、D-处接收到的电压信息来生成三个不同的输出电压电平，即5V、9V和12V。根据一个示例，电压信息由在输入节点D+、D-之间的电压VD来表示。

[0042] 根据一个示例，控制器47被配置为感测电压VD，以便于获得电压信息，并且基于该电压信息来调制误差信号SERR。在该情况下，电压信息VD是从控制器的次级侧传输到初级侧的补充信息。图7中所示的调制电路42被配置为调制误差信号，如图2A和图3A-3B所示。在该示例中，最小电平AMIN由次级侧接地电平GND2来表示。以下进一步具体说明如何在初级侧控制电路11中处理补充信息以及该补充信息可能如何影响初级侧控制电路11的操作。

[0043] 输出电压VOUT的电压电平可以通过在分压器45、46中的第二电阻器46的电阻来被改变。根据一个示例，电阻器46是可变电阻器，并且控制器47被配置为基于在输入D+、D-处接收的电压信息VD来改变该电阻器46的电阻。这在以下进行说明。基本上，功率转换器基于误差信号SERR来调节输出电压VOUT，使得感测电压Vs等于参考电压VREF，使得误差为零。即，[0044] VS＝VREF  (1)。

[0045] 感测电压Vs可以被表示为

[0046]

[0047] 并且基于等式(1)和(2)，输出电压VOUT可以被表达为：

[0048]

[0049] 其中，R45是第一电阻器45的电阻，并且R46是第二电阻器46的电阻。因此，通过改变电阻器46的电阻R46，可以调整输出电压VOUT的电压电平。通常，输出电压VOUT电平随着电阻R46减小而增加，反之亦然。

[0050] 图8示出了根据另一示例的次级侧控制电路4。在该示例中，调制电路42包括耦合在误差信号生成器41的输出和供电节点之间的第二电子开关482，在供电节点处供电电势Vcc是可用的。控制器47被配置为通过第一驱动信号S481来控制第一开关481，并且通过第二驱动信号S482来控制第二开关482。图8中所示的次级侧控制电路4被配置为根据参考图2A和2B说明的调制方法中的一个来调制误差信号SERR。为了在根据图2A所示的方法来调制误差信号SERR，控制器47根据预定义的开关模式来在通信时间段TCOM中关断第二开关482并且接通第一开关481。每当第一开关481被接通时，低脉冲在反馈信号SFB中的一个发生，而反馈信号SFB具有在两个开关481、482都关断时由误差信号SERR所以定义的信号电平。为了根据图2B所示的方法来调节误差信号SERR，控制器47根据预定义的开关模式来在通信时间窗TCOM中关断第一开关481(保持第一开关481处于关断状态)并且接通第二开关482。每当第二开关482被接通时，反馈信号SFB的高脉冲中的一个发生。

[0051] 图9示出了可变第二电阻器46的一个示例。在该示例中，电阻器46包括若干分离的电阻器461、462、463、46n。这些电阻器形成并联电路，而这些分离的电阻器462、463、46n中的至少一些可以被激活或去激活。为此，开关492、493、49n与这分离的电阻器中的三个电阻器，即电阻器462、463、46n串联连接。电阻器46的总电阻取决于该分离的电阻器461-46n中的哪一个被激活或去激活。在该示例中，电阻器461始终被激活。然而，这仅仅是示例。根据另一个实施例(未示出)，开关还与该电阻器461串联连接。开关492-49n中的每一个由控制器47输出的控制信号S47的一个子信号S472、S473、S47n来控制以控制开关电阻器46。控制器47可以被配置为根据在输入D+、D-处接收到的电压信息VD来改变独立分离电阻器的激活状态，以便于基于该电压信息VD来改变电阻R46。

[0052] 图10更具体地示出了传输电路的一个示例以及误差滤波器43的一个示例。误差滤波器43包括运算放大器(OA)431，其具有接收参考电压VREF的第一输入节点和接收感测电压VS的第二输入节点。在图10所示的示例中，第一输入节点是非反相输入，并且第二输入节点OA 431的反相输入。误差信号SERR可在OA 431的输出节点处提供。根据一个示例，误差信号SERR是参考次级侧接地GND2的电压。误差滤波器43的特性由连接在OA 436的输出节点和第二输入节点之间的无源网络来定义。图10中所示的误差滤波器43通过具有带有第一电容器432的无源网络以及带有连接在第二输入节点和输出节点之间的电阻器434和第二电容器433的并联电路而具有PI特性。在该无源网络中，并联电路433、434与第一电容器串联连接。

[0053] 根据一个示例，OA 431和参考电压源44被实现为一个集成电路。例如，OA 431和参考电压源44被包括可从仙童半导体公司(Fairchild Semiconductor Corporation)获得的TL431集成电路中。

[0054] 在图10所示的示例中，传输电路5包括具有发光二极管LED 51和光电晶体管52的光耦合器。LED 51和光电晶体管被光学地耦合，使得由LED 51发出的光的强度限定通过光电晶体管52的电流I52的电流电平。由LED 51发出的光的强度由流过LED的电流I51来限定。LED 51被连接在误差滤波器43的输出和电源电压可提供的电路节点之间。在该示例中，该电路节点是功率转换器的输出。参看图10，第一电阻器53可以与LED 51串联连接，与包括LED 51和第一电阻器53的串联电路并联连接的第二电阻器54是可选的。在初级侧，第三电阻器56被连接在光电晶体管52和其中初级侧参考供电电压VPS可提供的电路节点之间。第三电阻器56还可以被称为反馈电阻器RFB，因为该电阻器56与初级侧基准供电电压VPS一起基于电流I52生成初级侧反馈信号SFB。可选地，电容器55与光电晶体管52并联连接。这样的电容器用于对电压尖峰进行滤波并且稳定初级侧反馈信号SFB。

[0055] 以下说明图10所示的传输电路的操作的一种方式。在该传输电路中，通过LED 51的电流I51的电流电平取决于次级侧反馈信号SFB，这是由调制电路42调制的误差信号SERR。次级侧反馈信号是是参考次级电压侧接地GND2的电压。当该次级侧反馈信号的信号电平降低时，跨LED 51的电压增加，使得电流I51增加。通过LED 51的电流I51的增加的信号电平导致由LED 51发出的光的强度增加，使得通过光电晶体管的电流I52的电流电平也增加。因此，光耦合器用作流过初级侧的光电晶体管的电流I52由流过次级侧的LED 51的电流来定义的电流镜。该电流I52的增加的电流电平增加跨电阻器56的电压V56的电压电平，并且因此，减小跨光电晶体管52的电压的电压电平，其中该跨光电晶体管52的电压形成初级侧反馈信号SFB。因此，如果次级侧反馈信号SFB的信号电平减小，则初级侧反馈信号SFB的信号电平减小。等同地，如果次级侧反馈信号的信号电平增加，则初级侧反馈信号SFB的信号电平增加。因此，通过将反馈信号从次级侧传输到初级侧的传输电路5没有改变由误差滤波器43和调制电路42所生成的反馈信号SFB的特性。

[0056] 图11更具体示出了初级侧控制电路1的一个示例。图11示出了初级侧控制电路11的框图。该框图用于图示初级侧控制电路11的功能而不是其实现。各个功能块可以使用适合于实现在功率转换器中的初级侧控制电路的传统技术来实现。例如，为了实现初级侧控制电路11的功能，功能块可以被实现为模拟电路、数字电路或使用硬件和软件，诸如在其上运行特定软件的微控制器。

[0057] 参考图11，初级侧控制电路1包括配置为从反馈信号SFB重新得到误差信号SERR的滤波器12。根据一个示例，滤波器12包括低通滤波器，低通滤波器被配置为滤除由次级侧控制电路4中的调制电路42引入的低脉冲或高脉冲。SERR'表示图11中的重新得到的误差信号。PWM控制器11接收所重新得到的误差信号SERR'，并且基于所重新得到的误差信号SERR'来生成PWM驱动信号SDRV。可选地，PWM控制器11从辅助绕组23接收辅助电压VAUX，以便于以上述准谐振模式操作功率转换器。根据另一选择，PWM控制器11进一步接收感测信号VSENSE，以便于以电流模式操作功率转换器，如结合图6B说明的。可选地，初级侧控制电路1包括驱动电路
16，驱动电路16被配置为从PWM控制器11接收输出信号，并且基于来自PWM控制器11的该输出信号来生成驱动信号SDRV。

[0058] 初级侧控制电路1进一步包括解调器13，其接收反馈信号SFB并且被配置为重新得到包括在反馈信号SFB的通信时段TCOM中的补充信息。如参考图7和8所说明的，该补充信息可以包括关于功率转换器的期望输出电压电平的信息。在图11所示的示例中，由解调器重新得到的补充信息SI被提供到限流器14。限流器14接收感测信号VSENSE和补充信息SI，并且被配置为在如感测信号VSENSE表示的初级电流I21达到预定义的电流限制时，关断电子开关12，而该电流限制由补充信息SI来限定。换言之，初级电流I21的最大电流电平取决于负载Z所限定的输出电压电平，而最大电流随着输出电压电平增加而增加。

[0059] 在图11中所示的示例中，限流器14与PWM控制器11通信。在该示例中，当从限流器14接收的信号S14指示初级电流I21已经达到预定义的电流限制时，PWM控制器11将驱动信号SDRV的信号电平设置为截止电平。然而，这仅仅是示例。根据另一示例(未示出)，限流器14可以被配置为去激活驱动器16，以便于当初级电流I21达到预定义的电流限制时，关断电子开关12。

[0060] 当次级侧控制电路4接收负载Z对改变输出电压电平的请求时，其可以将补充信息同时传输到初级侧控制电路1，请求初级侧控制电路1改变电流限制并且改变电阻器R46，而这样的对电阻器R46的改变使得输出电压电平改变。

[0061] 参考图11，初级侧控制电路1可以包括耦合到辅助绕组23的电压电源电路15。该供电电路15接收辅助电压VAUX并且基于该辅助电压VAUX来生成供电电压VBB。初级侧控制电路1的单个电路块从电源电路15接收电源电压VBB。根据一个示例，电源电路15包括整流器152和电容器151。诸如二极管的整流器152和电容器151串联连接，而串联电路与辅助绕组23并联连接。电源电压VBB可跨电容器151提供。

[0062] 根据一个示例(图7中的虚线所示)，初级侧控制电路4中的控制器47还接收输出电压VOUT或指示输出电压VOUT的信号，诸如感测信号VS，并且被配置为将输出电压VOUT或指示输出电压VOUT的信号与过电压阈值和欠电压阈值中的至少一个作比较。在该情况下，控制器47被配置为，通过将补充信息发送到初级侧控制电路1，用以每当输出电压VOUT上升超过过电压阈值或下降低于欠电压阈值时就通知初级侧控制电路1。参考图12，初级侧控制电路1可以包括保护电路17，其从解调器13接收指示输出电压VOUT已经离开由过电压和欠电压定义的电压范围的补充信息。保护电路17被配置为，当已经检测到这样的过电压或欠电压时，使电子开关12去激活。去激活电子开关12可以包括去激活驱动电路16。然而，这仅仅是示例。根据另一示例，去激活电子开关12包括去激活电源电路15。如果电源电路15被去激活，则单独的电路块被去激活并且电子开关12无法被接通。

[0063] 参考上述情况，反馈信号SFB可以被生成为使得反馈信号SFB的信号电平随着输出电压VOUT的电压电平减小而增加，并且当输出电压VOUT的电压电平增加时，反馈信号SFB的信号电平减小。因此，当输出电压VOUT的电压电平朝着过电压阈值增加时，反馈信号SFB的信号电平降低，使得当输出电压达到过电压阈值时，反馈信号SFB可能已经具有低电平。根据一个示例，调制电路42被配置为使用图2B中示出的类型的方法，其中反馈信号的信号电平根据预定义的模式被上拉，以向初级侧控制电路11通信输出电压VOUT已经达到过电压阈值。当输出电压VOUT的电压电平朝着欠电压阈值减小时，反馈信号SFB的信号电平增加，使得当输出电压达到欠电压阈值时，反馈信号SFB可能已经具有高电平。根据一个示例，调制电路42被配置为使用图2A中所示类型的方法，其中反馈信号的信号电平根据预定义的模式被下拉，以向初级侧控制电路11通信输出电压VOUT已经达到欠电压阈值。