颤振电流供电控制方法及颤振电流供电控制装置

摘要

本发明能够提高负反馈控制精度以使得包含颤振电流的比例电磁线圈的检测平均电流与目标检测电流相一致。由于颤振电流的上升时间b与下降时间a之间的响应时间差(a‑b)，颤振大电流I2与颤振小电流I1的中间电流I0与颤振电流的波形平均值Ia不同，为了防止目标平均电流与检测平均电流之间产生差异，利用基于实验测定数据的校正参数，使用与目标平均电流相对应的指令中间电流进行负反馈控制。由此，通过负反馈控制抑制了瞬态变动误差的产生，从而高精度地获得稳定的负载电流。

权利要求

1.一种颤振电流供电控制方法，其特征在于，

包括：运算控制步骤，该运算控制步骤中，对驱动具有滑动电阻的执行器的感性电负载产生与目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，由所述滑动电阻决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，

若将所述颤振振幅电流ΔI设定为颤振振幅周期Td中颤振电流大期间B的颤振大电流的饱和推定值I2、与颤振电流小期间A的颤振小电流的饱和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，将所述颤振电流小期间设为A＝Td-B、且颤振中间电流设为IO＝(I2+I1)/2，则(计算式

1)成立，

I2＝I0+ΔI/2,I1＝I0-ΔI/2…(计算式1)

将所述通电电流用于从所述颤振小电流I1增加到颤振大电流I2为止的上升时间设为b，将所述通电电流用于从所述颤振大电流I2减少到颤振小电流I1为止的下降时间设为a，此时的波形平均电流Ia由(计算式2)计算得到，Ia＝[I2×(B-b)+I1×(A-a)+I0×(b+a)]/Td

＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td…(计算式2)

所述波形平均电流Ia是所述颤振振幅周期Td的期间的所述通电电流的时间积分值除以所述颤振振幅周期Td而得到的值，计算使该波形平均电流Ia与所述目标平均电流Iaa相一致的颤振中间电流I0，该颤振中间电流I0成为用于获得所述目标平均电流Iaa的所述指示电流，在实验阶段，通过颤振振幅周期Td以颤振大电流I2和颤振小电流I1对作为样本的所述感性电负载进行通电驱动，与由此得到的多个阶段的所述颤振中间电流I0相对应的所述上升时间b和下降时间a的响应时间差(a-b)的实验测定数据通过测量或计算机上的模拟实验来获得，在制造组装阶段，将基于通过多个样本而得到的所述实验测定数据的平均值来计算得到的“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格作为校正参数，存储到与微处理器协同动作的程序存储器，该微处理器成为执行所述运算控制步骤的运算控制单元，作为实际运行阶段的第1步骤，读取并设定所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI,作为第2步骤，计算满足(计算式2)的波形平均电流Ia与所提供的目标平均电流Iaa相一致的关系的指示电流、以及颤振电流大期间B与颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td，并将该指示电流设定作为所述颤振中间电流I0，作为第3步骤，通过所述运算控制单元进行负反馈控制，以满足所述通电电流的检测平均电流Idd与所述目标平均电流Iaa即所述波形平均电流Ia相一致的关系。

2.如权利要求1所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，

所述实验测定数据通过下述方式获得，即：将所述颤振振幅周期Td＝A+B设为固定，在规定的所述颤振中间电流I0下一边调整所述颤振占空比Γ＝B/Td，一边测定所述检测平均电流Idd与所述颤振中间电流I0相一致时的所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A，所述颤振中间电流I0与所述检测平均电流Idd即波形平均电流Ia相一致是指(计算式2)中所述颤振电流大期间B与所述上升时间b的差分值(B-b)变为与所述颤振电流小期间A与所述下降时间a的差分值(A-a)相等，从而所述颤振中间电流I0与所述波形平均电流Ia相一致，因此，(计算式3a)或(计算式3b)成立，A＝[(Td+(a-b)]/2·····(计算式3a)

B＝[(Td-(a-b)]/2·····(计算式3b)

所述校正参数是“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格，通过下述方式获得，即：在基准电压和基准温度的环境下，利用所述感性电负载的多个样本，对规定的颤振振幅周期Td、与所述目标平均电流Iaa相对应地确定的所述颤振振幅电流ΔI、以及多个阶段的所述颤振中间电流I0进行实验测定，基于与此相对应地实测得到的所述颤振电流大期间B00或颤振电流小期间A00，通过(计算式4)计算响应时间差(a-b)，并将多个样本的平均值设定为所述颤振中间电流I0下的平均响应时间差((a-b))，(a-b)＝Td-2×B00＝2×A00-Td→平均值((a-b))···(计算式4)。

3.如权利要求2所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，

在所述实际运行阶段，应用第一校正方法或第二校正方法中的任一个，

所述第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0之间的关系由(计算式2a)来计算，Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))/Td·······(计算式2a)

第二校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中，设为B-b＝A-a，使成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0彼此相一致，与该颤振中间电流I0相对应地，所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A由(计算式5b)或(计算式5a)来计算，A＝[(Td+((a-b))]/2·····(计算式5a)

B＝[(Td-((a-b))]/2·····(计算式5b)

所述平均响应时间差((a-b))使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

4.如权利要求2所述的颤振电流供电控制方法，其特征在于，

在所述实际运行阶段，同时应用第一校正方法和第三校正方法，

所述第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0之间的关系由(计算式2a)来计算，Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))/Td·······(计算式2a)

所述第三校正方法是下述校正，即：将第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对所述响应时间差为(a1-b1)的第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二产品应用利用(计算式

2aa)得到的共通的颤振中间电流I0，

Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))/Td···(计算式2aa)

为了使关于所述第一产品的(计算式2)的值与关于所述第二产品的(计算式2)的值相等，需要满足(计算式6)的关系，

(B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(计算式6)

这里，通过设为A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(计算式6a)和(计算式6b)，A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2…(计算式6a)B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2…(计算式6b)

将响应时间差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作为校正参数来决定第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td，

作为所述多个样本的平均值的平均响应时间差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))，使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

5.一种颤振电流供电控制装置，

包括运算控制电路部，该运算控制电路部根据对感性电负载即比例电磁线圈进行通电的通电电流，对作为对液体压力进行比例控制的执行器即比例电磁阀产生与针对所述比例电磁线圈的目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，由所述比例电磁阀的可动阀的滑动电阻来决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，该颤振电流供电控制装置的特征在于，所述比例电磁线圈与对其通电电流进行断续控制的驱动用开关元件和电流检测电阻串联连接，并且包括与所述比例电磁线圈和所述电流检测电阻的串联电路并联连接的换流电路元件，所述运算控制电路部构成为以微处理器为主体，该微处理器与程序存储器及运算用RAM存储器协同动作，所述程序存储器包含有成为电流控制单元的控制程序，所述电流控制单元包括：利用压力对电流转换表来设定与目标压力相对应的目标平均电流Iaa的目标平均电流设定单元；设定作为目标的颤振振幅电流ΔI的颤振振幅电流设定单元；基于所述目标平均电流Iaa和所述颤振振幅电流ΔI相加得到的颤振合成电流的指示电流设定单元；以及第一校正单元或第二校正单元，通过比例积分单元对所述目标平均电流设定单元所产生的所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差值进行比例积分运算，将运算得到的结果和所述目标平均电流Iaa进行代数和运算，从而得到合成目标电流It，所述颤振振幅电流设定单元在分别成为颤振电流大期间B和颤振电流小期间A的颤振振幅周期Td＝A+B中反复产生以颤振中间电流I0为基准、且通过加上或减去作为目标的所述颤振振幅电流ΔI的一半而得到的指令信号，即颤振大电流I2和颤振小电流I1，所述指示电流设定单元基于由所述颤振振幅电流设定单元设定的所述颤振振幅电流ΔI、以及根据所述合成目标电流It而决定的所述颤振中间电流I0，来决定所述颤振大电流I2及所述颤振小电流I1，所述第一校正单元作用于所述指示电流设定单元，利用实验阶段所测定得到的校正参数，对根据所述颤振中间电流I0和所述颤振振幅电流ΔI的大小而变动的所述通电电流的上升时间b和下降时间a的变动误差进行校正，是设定不同于所述目标平均电流Iaa的值的指示电流来作为所述颤振中间电流I0的指示电流校正单元，所述第二校正单元作用于所述颤振电流振幅设定单元，是对所述颤振电流大期间B与所述颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td进行设定以使得实现所述目标平均电流Iaa与所述颤振中间电流I0相一致的关系的颤振占空比校正单元。

6.如权利要求5所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，

所述换流电路元件是正向压降较大的接合型二极管即第一产品，或者是通过使场效应晶体管反向导通来抑制电压降和发热的等效二极管即第二产品，其机型区分通过有无设置于电路基板的跳线、或者存储于所述程序存储器的机型代码来判别，并且除了作用于所述指示电流设定单元的指示电流校正单元即所述第一校正单元，还一并使用了第三校正单元，所述第三校正单元作用于所述颤振电流振幅设定单元，是预先将第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对响应时间差为(a1-b1)的所述第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的所述第二产品应用共通的颤振中间电流I0的颤振占空比校正单元。

7.如权利要求5所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，

所述比例电磁线圈分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈分别具备所述驱动用开关元件、电流检测电阻、以及换流电路元件，并且在车载电池即外部电源与多个所述驱动用开关元件之间设置有共用可变恒压电源，对所述共用可变恒压电源进行负反馈控制以使得其输出电压成为所述比例电磁线圈的基准电流Is与当前温度下所述比例电磁线圈的内部电阻即负载电阻R的积即可变电压Vx＝Is×R，或者利用所述外部电源的当前电压即电源电压Vbb和所述可变电压Vx的比率即电源占空比Γv＝Vx/Vbb来对导通/截止比率进行调整，所述基准电流Is是所述比例电磁线圈的电阻值为基准电阻R0、且所述驱动用开关元件闭合时施加于所述比例电磁线圈的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，即使多个所述比例电磁线圈的基准电阻R0和基准电流Is不同，基准电压V0也是共通的固定值，所述可变电压由计算式Vx＝V0×(R/R0)来表示，并且所述电源占空比由计算式Γv＝(Is×R)/Vbb＝(R/R0)/(Vbb/V0)来表示，由于在共通的温度环境和共通的外部电源下使用多个所述比例电磁线圈，因此，电阻比(R/R0)和电压比(Vbb/V0)是共通的，所述可变电压Vx或所述电源占空比Γv可通用地应用于多个所述比例电磁线圈。

8.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，所述运算控制电路部中，基于PWM占空比设定单元中所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元产生驱动脉冲信号DRV，通过选通电路直接对所述驱动用开关元件进行导通/截止控制，所述PWM占空比设定单元根据所述指示电流设定单元的指示电流相应地进行动作，决定所述驱动用开关元件的导通时间即闭合期间τon与PWM周期τ的比率即PWM占空比γ＝τon/τ，所述电流检测电阻的两端电压经由放大器被输入到所述运算控制电路部，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器进行平滑化，从而成为所述检测平均电流，所述PWM占空比设定单元对所述PWM占空比γ＝τon/τ进行初始设定，以使得所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1与基准电流Is的比率I2/Is、I1/Is相一致，所述基准电流Is是所述比例电磁线圈的电阻值为基准电阻R0，且所述驱动用开关元件闭合时施加于所述比例电磁线圈的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，经由共用可变恒压电源对所述比例电磁线圈供电，对该共用可变恒压电源的输出电压进行负反馈控制，以使得成为与所述比例电磁线圈的当前的负载电阻R与基准电阻R0的电阻比率(R/R0)成比例的可变电压Vx，或者以相当于该电阻比率除以当前的电源电压Vbb和基准电压V0的电压比率(Vbb/V0)而得到的值的通电占空比来进行导通/截止控制，或者，所述PWM占空比设定单元通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由电源电压校正单元得到的当前的电源电压Vbb和所述基准电压V0的比率即电压校正系数Ke＝Vbb/V0的倒数相乘，或者通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由当前电阻校正单元计算得到的所述比例电磁线圈的当前温度下的负载电阻R与所述基准电阻R0的比率即电阻校正系数Kr＝R/R0相乘，从而得到并决定校正占空比，所述颤振振幅电流设定单元的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈的电感L与所述负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，所述比例积分单元在存在因所述第一校正单元而导致的所述指示电流设定单元的设定误差，或者因所述第二校正单元或第三校正单元而导致的所述颤振振幅电流设定单元的设定误差，或者因所述当前电压校正单元和所述当前电阻校正单元的任一方或双方而导致的所述PWM占空比设定单元的设定误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制从而实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。

9.如权利要求8所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，

所述运算控制电路部还包括根据所述指示电流设定单元交替地产生的指令信号即颤振大电流I2及颤振小电流I1与所述检测电流Id的偏差电流Ix相对应地进行动作的增大占空比设定单元或减少占空比设定单元中的至少一个，所述增大占空比设定单元在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振大电流I2相比过于小，且所述偏差电流Ix的绝对值在第一阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在所述检测电流Id增大并接近和通过作为目标的所述颤振大电流I2的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，所述减少占空比设定单元在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振小电流I1相比过于大，且所述偏差电流Ix的绝对值在第二阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ减少，在所述检测电流Id减少并接近和通过作为目标的所述颤振小电流I1的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。

10.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，所述运算控制电路部中，基于PWM占空比设定单元中所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元产生指令脉冲信号PLS，通过负反馈控制电路和选通电路间接地对所述驱动用开关元件进行导通/截止控制，所述PWM占空比设定单元决定所述指令脉冲信号PLS以PWM周期τ进行导通/截止的PWM占空比γ＝τon/τ，所述PWM占空比γ＝τon/τ通过下述方式来决定导通时间即闭合期间τon，即：对应于由所述指示电流设定单元所得到的指示电流即颤振大电流I2和颤振小电流I1而被设为与所述目标平均电流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax，所述电流检测电阻的两端电压经由放大器被输入到所述运算控制电路部，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器进行平滑化，从而成为所述检测平均电流Idd，所述颤振振幅电流设定单元的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈的电感L与当前温度下负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，所述负反馈控制电路在比较控制电路中对模拟指令信号At和电流检测信号Ad进行比较，无论是否有电源电压Vbb的变动以及所述负载电阻R的变动，均与所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1相对应地对所述驱动用开关元件进行开关并进行负反馈控制以使得实现所述检测电流一致的关系，其中，所述模拟指令信号At是利用第一平滑电路对所述指令脉冲信号PLS进行平滑而得到的，所述电流检测信号Ad是利用第二平滑电路对所述放大器的输出电压进行平滑而得到的，所述第一及第二平滑电路的平滑时间常数是比所述PWM周期τ要大，比所述感应时间常数Tx要小的值，

所述比例积分单元在存在因所述第一校正单元而导致的所述指示电流设定单元的设定误差，或者因所述第二校正单元或第三校正单元而导致的所述颤振振幅电流设定单元的设定误差，以及所述负反馈控制电路的电流控制误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制从而实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。

11.如权利要求10所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，

所述颤振振幅电流设定单元对所述负反馈控制电路产生上升开始指令脉冲UP和下降开始指令脉冲DN，

所述上升开始指令脉冲UP在对所述比例电磁线圈开始通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元从所述颤振小电流I1切换到所述颤振大电流I2的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第一脉冲信号，所述下降开始指令脉冲DN在对所述比例电磁线圈停止通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元从所述颤振大电流I2切换到所述颤振小电流I1的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第二脉冲信号，所述负反馈控制电路根据所述第一脉冲信号或第二脉冲信号进行动作，暂时使输入到所述比较控制电路的所述模拟指令信号At急增或急减。

12.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，所述比例电磁线圈分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈分别具有所述驱动用开关元件，并且包括至少与一对所述比例电磁线圈相连接的电阻检测电路，该一对所述比例电磁线圈处于在一个被供电时另一个不被供电的状态，所述电阻检测电路由第二放大器构成，该第二放大器从稳压后的控制电压Vcc经过由采样开关元件、以及具有比负载电阻R要大的值的电阻值Rs的串联电阻向非驱动中的所述比例电磁线圈提供脉冲电流，并且对此时施加于比例电磁线圈的施加电压Vs＝Vcc×R/(R+Rs)进行放大，并产生电阻检测信号RDS，所述运算控制电路部对所述采样开关元件进行脉冲驱动，接收此时的所述电阻检测信号RDS，利用计算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc计算出所述比例电磁线圈的当前温度下的内部电阻即所述负载电阻R，所述比例电磁线圈由根据其负载电阻R的值来校正输出电压的共用可变恒压电源进行供电，或者包括PWM占空比设定单元，利用所述负载电阻R的值对所述驱动用开关元件的通电占空比进行校正。

13.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，与所述比例电磁线圈并联连接的换流电路包括在所述比例电磁线圈的通电切断时、以及在从所述颤振大电流I2到所述颤振小电流I1的切换转移时的减少电流所需的时间内设为有效的高速切断电路，所述高速切断电路是与所述换流电路元件串联连接的衰减电阻、以及与该衰减电阻并联连接且在所述减少电流所需时间内被开路的附加开关元件，或者是与所述换流电路元件串联连接的换流开关元件，所述换流开关元件与电压限幅二极管相连接，并且在所述减少电流所需时间内使所述换流开关元件开路，其两端电压由所述电压限幅二极管来进行限制。

14.如权利要求5至7的任一项所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，指令脉冲产生单元所产生的指令脉冲信号PLS的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期间内对N次的时钟信号进行计数，在其中的S次为导通指令时PWM占空比γ＝S/N，以所述N次的时钟信号为一个单位的所述PWM周期τ在所述颤振振幅周期Td的期间内产生n次，所述颤振占空比Γ＝B/Td的最小调整单位为Td/n，对于所述指令脉冲产生单元，将对所述时钟信号计数的环形计数器，即以计数值1～S为导通期间、计数值S+1～N为截止期间的方式来使导通期间连续的集中型的结构作为第一单元，将基于使S次的导通定时分散配置于N次的模拟信号中的环式寄存器的结构作为第二单元，选择使用所述第一单元或所述第二单元中的任一个。

15.如权利要求14所述的颤振电流供电控制装置，其特征在于，

所述指令脉冲产生单元包括第1及第2环式寄存器，

所述颤振电流大期间B中，根据所述第2环式寄存器所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，

所述颤振电流小期间A中，根据所述第1环式寄存器所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，

与所述PWM占空比γ相对应的所述位模式作为数据映射存储于所述程序存储器，所述第1环式寄存器中，在所述颤振电流大期间B，读取并存储符合所述颤振小电流I1的所述数据映射，所述第2环式寄存器中，在所述颤振电流小期间A，读取并存储符合所述颤振大电流I2的所述数据映射，

在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S＝q的值为整数时在一次导通指令后接着产生(q－1)次的截止指令，再次产生一次的导通指令，并接着产生(q－1)次的截止指令，反复进行所述位模式，在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S的商为q、余数为r时，接着一次的导通指令后产生(q－1)次的截止指令或者产生q次的截止指令，再次接着一次的导通指令产生(q－1)次的截止指令或q次的截止指令，反复进行所述位模式，在S次的反复动作中，产生q次的截止指令的次数为r次，在所述PWM占空比超过50％时，基于对PWM占空比为50％以下的情况下的所述位模式的导通和截止反转后得到的补数模式，通过在N次中产生S次的截止指令，来实现PWM占空比(N-S)/N。

说明书

颤振电流供电控制方法及颤振电流供电控制装置

技术领域

[0001] 本发明涉及通过对驱动可逆定位用执行器的感性电负载提供增减电流以抵抗作用于被驱动体的静止摩擦阻力而得到的颤振(Dither)电流供电控制方法及颤振电流供电控制装置的改进。

背景技术

[0002] 例如，在汽车的变速机控制装置或悬挂控制装置等中，使用控制作为执行器的液压缸的比例电磁阀，为了对该比例电磁阀的可动阀的位置进行控制，向作为感性电负载的比例电磁线圈提供颤振电流，该比例电磁线圈以抵抗作用于可动阀的静止摩擦阻力和将可动阀向一个方向按压的弹簧力的方式产生向另一个方向的按压力，由此来控制可动阀的位置。

[0003] 另外，感性电负载中，会因其电感L与负载电阻R的比率即时间常数Tx＝L/R而在负载电流的增减过程中产生响应延迟，若从颤振小电流I1到颤振大电流I2的上升时间与从颤振大电流I2到颤振小电流I1的下降时间不同，则颤振大电流I2与颤振小电流I1的颤振中间电流I0＝(I1+I2)/2的值、与用颤振振幅周期Td去除颤振电流的时间积分值而得到的颤振平均电流Ia成为不同的值。

[0004] 因此，在不考虑颤振中间电流I0，而仅进行使目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致的负反馈控制的情况下，需要注意会存在无法进行均匀的颤振控制的问题点。

[0005] 例如，根据下述专利文献1“比例电磁阀的控制方法及控制装置”的图1，(被推断为)由微处理器构成的MPU3包括对比例电磁阀10决定目标平均电流的开口量校正器6、颤振信号发生器7、以及合成器8，(被推断为)与MPU3的外部相连接的硬件即恒流驱动器5进行负反馈控制，以使得利用D/A转换器4将合成器8的输出转换为模拟信号后得到的指示电流与驱动比例电磁阀10的驱动电流相一致，该负反馈控制包括图6所示的第1、第2运算放大器31、32，加法器33，缓冲器34，晶体管35，电流检测器36，以及微分乘法器37，该微分乘法器37对驱动电流的增减进行高速处理。

[0006] 然而，驱动电流的增减如专利文献1的图4(b)所示那样，成为平缓地进行增减的正弦波，为了得到规定的颤振振幅，颤振周期变大，从而有可能会导致可动铁片14(参照图2)会因静止摩擦阻力而卡住。

[0007] 此外，根据下述专利文献2“电流控制装置及电流控制程序”的图2，(被推断为)包含有微处理器的电流控制装置10直接向对螺线管95进行开关驱动的驱动电路50输出PWM信号Spwm，该电流控制装置10由图2所示的目标设定单元20、占空比设定单元30、以及PWM信号生成单元40构成，并公开了如下技术：即，根据由目标设定单元20进行的基本电流值Ib的设定，缩短到利用PWM信号生成单元40使占空比Rd更新为止的时间。

[0008] 根据该专利文献2的图4，目标设定单元20在基本设定部21决定基本电流值Ib，在颤振平均计算部22中根据被检测励磁电流信号Si计算出颤振平均电流值Iave2，在减法部23中计算出偏差值ΔI2，在校正部24中生成基本电流值Ib的比例积分校正值，在颤振设定部25中设定颤振电流Id，在加法部26中计算出目标电流值It。

[0009] 此外，根据专利文献2的图3，占空比设定单元30在PWM平均计算部31中根据被检测励磁电流信号Si计算出PWM平均电流值Iave1，在减法部32中计算出偏差ΔI1，在反馈控制部33(34的误记)中计算出占空比Rd/fb，在前馈控制部34(33的误记)中计算出占空比Rd/ff，在加法部35中计算出占空比Rd，占空比设定单元30对PWM的占空比Rd进行调节，以使得目标电流It与PWM平均电流值Iave1相一致。

[0010] 专利文献2的图2中，PWM信号生成单元40生成PWM信号Spwm并输出至驱动电路，目标电流It是以被设定为PWM信号Spwm的PWM周期的10倍的颤振周期周期性地进行变化的值。

[0011] 专利文献2的图3中的前馈控制部34(33的误记)提供占空比Rd/ff以使得颤振电流的基波成为专利文献2的图15的三角波，由于跟随该三角波基于占空比Rd/fb进行反馈控制，因此，三角波成为逐渐进行增减的平缓的波形，为了得到规定的颤振振幅，使颤振周期变大，从而有可能导致线轴942(参照专利文献2的图1)因静止摩擦阻力而卡住。

[0012] 现有技术文献

[0013] 专利文献

[0014] 专利文献1：日本专利特开2009-103300号公报(图1、图4、图6、摘要、段落[0028]、[0029]、[0040]、[0045])

[0015] 专利文献2：日本专利特开2014-197655号公报(图2～图4、图15、段落[0010]～[0017]、[0040])

发明内容

[0016] 发明所要解决的技术问题

[0017] 上述专利文献1所公开的“比例电磁阀的控制方法及控制装置”中，颤振电流波形成为平缓地进行变化的正弦波，若据此进行控制，则颤振电流的上升时间和下降时间相一致。

[0018] 然而，若增大正弦波的周期以使电流控制能够追随，则存在出现可动铁片14的静止状态从而产生静止摩擦阻力的问题，并且，若缩短正弦波的周期，则电流控制无法追随，从而出现颤振电流的上升时间与下降时间不一致的问题。

[0019] 此外，根据进行脉动的指示电流和进行脉动的检测电流的偏差信号来计算其变化程度即微分系数是非常困难的，存在无法期望进行准确的微分控制的问题点。

[0020] 上述专利文献2所公开“电流控制装置及电流控制程序”中也是同样，颤振电流波形成为平缓地进行变化的三角波，若据此进行控制，则颤振电流的上升时间和下降时间相一致。

[0021] 然而，若增大三角波的周期以使得电流控制能够追随，则存在出现线轴942的静止状态从而产生静止摩擦阻力的问题，并且，若缩短三角波的周期，则电流控制无法追随，从而出现颤振电流的上升时间与下降时间不一致的问题。

[0022] 并且，图3中PWM平均电流值Iave1的计算方法、以及前馈控制的方法均没有任何记载，但可以推定需要使用高速响应的微处理器、以及高速响应的AD转换器。

[0023] 本发明是为了解决上述问题而完成的，本发明的第一目的在于提供一种颤振电流供电控制方法，即使颤振电流的上升时间和下降时间存在差异，通过进行获得与目标平均电流相对应的检测平均电流那样的指示电流的设定，降低与变动的目标电流相对应的反馈控制的响应依存度，从而也能够进行稳定的电流控制。

[0024] 本发明的第二目的在于提供一种颤振电流供电控制装置，使用在实验阶段测定得到的校正参数，生成预计可获得预定的目标平均电流的指示电流，将进行脉动的颤振电流叠加至该指示电流，并使用简单的运算控制电路部，从而能够获得稳定且高精度的通电电流。

[0025] 用于解决问题的技术方案

[0026] 本发明的颤振电流供电控制方法包括运算控制步骤，该运算控制步骤中，对驱动具有滑动电阻的执行器的感应电负载产生与目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，[0027] 由所述滑动电阻决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，

[0028] 若将所述颤振振幅电流ΔI设定为颤振振幅周期Td中颤振电流大期间B的颤振大电流的饱和推定值I2、与颤振电流小期间A(A＝Td-B)的颤振小电流的饱和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，且颤振中间电流设为IO＝(I2+I1)，则(计算式1)成立，

[0029] I2＝I0+ΔI/2，I1＝I0-ΔI/2···(计算式1)

[0030] 将所述通电电流用于从所述颤振小电流I1增加到颤振大电流I2为止的上升时间设为b，将所述通电电流用于从所述颤振大电流I2减少到颤振小电流I1为止的下降时间设为a，此时的波形平均电流Ia由(计算式2)计算得到。

[0031] Ia＝[I2×(B-b)+I1×(A-a)+I0×(b+a)]/Td

[0032] ＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td···(计算式2)

[0033] 于是，所述波形平均电流Ia是所述颤振振幅周期Td的期间的所述通电电流的时间积分值除以所述颤振振幅周期Td而得到的值，计算使该波形平均电流Ia与所述目标平均电流Iaa相一致的颤振中间电流I0，该颤振中间电流I0成为用于获得所述目标平均电流Iaa的所述指示电流，

[0034] 在实验阶段，通过颤振振幅周期Td以颤振大电流I2和颤振小电流I1对作为样本的所述感性电负载进行通电驱动，与由此得到的多个阶段的所述颤振中间电流I0相对应的所述上升时间b和下降时间a的响应时间差(a-b)的实验测定数据通过测量或计算机上的模拟实验来获得，

[0035] 在制造组装阶段，将基于通过多个样本而得到的所述实验测定数据的平均值来计算得到的“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格作为校正参数存储到与微处理器协同动作的程序存储器，该微处理器成为执行所述运算控制步骤的运算控制单元，

[0036] 作为实际运行阶段的第1步骤，读取并设定所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI,作为第2步骤，计算满足计算式(2)的波形平均电流Ia与所提供的目标平均电流Iaa相一致的关系的指示电流、以及颤振电流大期间B与颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td，并将该指示电流设定作为所述颤振中间电流I0，作为第3步骤，通过所述运算控制单元进行负反馈控制，以满足所述通电电流的检测平均电流Idd与所述目标平均电流Iaa即所述波形平均电流Ia相一致的关系。

[0037] 本发明所涉及的颤振电流供电控制装置包括运算控制电路部，该运算控制电路部根据对感性电负载即比例电磁线圈进行通电的通电电流，对作为对液体压力进行比例控制的执行器即比例电磁阀产生与针对所述比例电磁线圈的目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，由所述比例电磁阀的可动阀的滑动电阻来决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，

[0038] 所述比例电磁线圈与对其通电电流进行断续控制的驱动用开关元件和电流检测电阻串联连接，并且包括与所述比例电磁线圈和所述电流检测电阻的串联电路并联连接的换流电路元件，

[0039] 所述运算控制电路部构成为以微处理器为主体，该微处理器与程序存储器及运算用RAM存储器协同动作，所述程序存储器包含有成为电流控制单元的控制程序，[0040] 所述电流控制单元包括：利用压力对电流转换表来设定与目标压力相对应的目标平均电流Iaa的目标平均电流设定单元；设定作为目标的颤振振幅电流ΔI的颤振振幅电流设定单元；基于所述目标平均电流Iaa和所述颤振振幅电流ΔI相加得到的颤振合成电流的指示电流设定单元；以及第一校正单元或第二校正单元。

[0041] 通过比例积分单元对所述目标平均电流设定单元所产生的所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差值和所述目标平均电流Iaa进行代数和运算，从而得到合成目标电流It，

[0042] 所述颤振振幅电流设定单元在分别成为颤振电流大期间B和颤振电流小期间A的颤振振幅周期Td＝A+B中反复产生以颤振中间电流I0为基准、且通过加上或减去作为目标的所述颤振振幅电流ΔI的一半而得到的指令信号，即颤振大电流I2和颤振小电流I1，[0043] 所述指示电流设定单元基于由所述颤振振幅电流设定单元设定的所述颤振振幅电流ΔI、以及根据所述合成目标电流It而决定的所述颤振中间电流I0，来决定所述颤振大电流I2及所述颤振小电流I1，

[0044] 所述第一校正单元作用于所述指示电流设定单元，利用实验阶段所测定得到的校正参数，对根据所述颤振中间电流I0和所述颤振振幅电流ΔI的大小而变动的所述通电电流的上升时间b和下降时间a的变动误差进行校正，是设定不同于所述目标平均电流Iaa的值的指示电流来作为所述颤振中间电流I0的指示电流校正单元，

[0045] 所述第二校正单元作用于所述颤振电流振幅设定单元，是对所述颤振电流大期间B与所述颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td进行设定以使得实现所述目标平均电流Iaa与所述颤振中间电流I0相一致的关系的颤振占空比校正单元。

[0046] 发明效果

[0047] 如上所述，本发明的颤振电流供电控制方法决定成为指示电流的颤振中间电流，以使得向感性电负载进行通电的通电电流的波形平均电流与目标平均电流相一致，并在实际运行阶段，使用预备实验阶段所测定得到的校正参数，对该指示电流随着颤振中间电流和颤振振幅电流的大小而变动的上升时间及下降时间的变动误差进行校正，由此来进行运转。

[0048] 因此，具有下述效果：由于使用所生成的预计可获得预定的目标平均电流的指示电流来进行负反馈控制，自动控制中的瞬态变动误差的产生得以抑制，即使因其他原因而导致与指示电流相对应的检测平均电流中包含了控制误差，也能够通过负反馈控制来自动地进行修正，从而能够稳定地进行高精度的通电控制。

[0049] 如上所述，本发明的颤振电流供电控制装置还包括指示电流设定单元和指示电流校正单元或者颤振占空比校正单元，以获得由目标平均电流设定单元和颤振振幅电流设定单元所提供的目标平均电流和颤振振幅电流，并对颤振中间电流或颤振占空比进行设定从而实现比例电磁线圈的通电平均电流与目标平均电流相等的关系。

[0050] 因此，具有下述效果：由于使用实验阶段测定得到的校正参数来生成预计可获得所预定的目标平均电流的指示电流，因此，自动控制中的瞬态变动误差的产生得以抑制，并且使用简单的运算控制电路部就能够获得稳定且高精度的通电电流。

附图说明

[0051] 图1是本发明实施方式1所涉及的颤振电流供电控制装置的整体电路框图。

[0052] 图2是图1中运算控制电路部的电流控制框图。

[0053] 图3A是表示图2的电流控制模块中的电流波形的特性曲线图。

[0054] 图3B是表示图2的电流控制模块中的电流波形的特性曲线图。

[0055] 图4是示出简化地表示图3A及图3B的电流波形的示意电流波形的特性曲线图。

[0056] 图5是表示图1的颤振电流供电控制装置中的响应时间差与指示电流之间的关系的实验特性曲线图。

[0057] 图6是表示图1的颤振电流供电控制装置中的目标电流与指示电流之间的关系的校正特性曲线图。

[0058] 图7是本发明实施方式2所涉及的颤振电流供电控制装置的整体电路框图。

[0059] 图8是图7中运算控制电路部的电流控制框图。

[0060] 图9A是表示图8的电流控制模块中的电流波形的特性曲线图。

[0061] 图9B是表示图8的电流控制模块中的电流波形的特性曲线图。

[0062] 图10是表示图7的颤振电流供电控制装置中的颤振占空比与目标电流之间的关系的校正特性曲线图。

[0063] 图11是本发明实施方式3所涉及的颤振电流供电控制装置的整体电路框图。

[0064] 图12是图11中运算控制电路部的电流控制框图。

[0065] 图13是表示图11的颤振电流供电控制装置中的颤振占空比与目标电流之间的关系的实验特性曲线图。

[0066] 图14是表示图11的颤振电流供电控制装置的位模式(bit pattern)的数据映射。

具体实施方式

[0067] 实施方式1.

[0068] (1)结构的详细说明

[0069] 下面，对本发明的实施方式1所涉及的装置的整体电路框图即图1进行说明。

[0070] 图1中，颤振电流供电控制装置100A对例如汽车用变速机的用于变速档选择的多个液压电磁阀中所设置的比例电磁线圈105提供包含有颤振电流的励磁电流，从车载电池即外部电源101经由在未图示的电源开关闭合时被激活的电源继电器的输出接点102向该颤振电流供电控制装置100A施加电源电压Vbb。

[0071] 另外，对多个比例电磁线圈105分别设置标签电阻(label resistor)107，并且在变速机内设置有用于测定代表其环境温度的油温的温度传感器106，该标签电阻107用于对励磁电流与液压特性的个体偏差变动进行校正。

[0072] 颤振电流供电控制装置100A构成为以包含微处理器CPU的运算控制电路部120A为主体，经由恒压电源110将例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc施加到该运算控制电路部120A。

[0073] 运算控制电路部120A由非易失性的程序存储器121及运算处理用的RAM存储器122、后述的环形计数器123a、多通道AD转换器124构成，程序存储器121中设置有存储成为后述的电流控制单元125A的控制程序、以及校正参数的非易失性的数据存储器区域。

[0074] 输入接口电路130将模拟或导通截止动作的输入信号连接至运算控制电路部120A的输入端口，该模拟或导通截止动作的输入信号通过未图示的输入传感器组来获得，该输入传感器组例如为随着变速杆的选择位置而相应地进行动作的变速传感器、发动机旋转传感器、车速传感器、检测加速踏板的踏踩程度的加速踏板位置传感器等。

[0075] 另外，温度传感器106经由输入接口电路130向多通道AD转换器124输出温度检测信号TMP，标签电阻107经由输入接口电路130作为特性标签信号LBL被输入到多通道AD转换器124。

[0076] 输出接口电路140连接在例如液压泵或用于选择前后进的液压电磁阀等未图示的电负载组与运算控制电路部120A的输出端口之间。

[0077] 连接在比例电磁线圈105的上游位置的驱动用开关元件151经由选通电路150A由运算控制电路部120A所产生的驱动脉冲信号DRV来控制导通和截止。

[0078] 比例电磁线圈105的下游位置经由电流检测电阻153连接至接地电路GND，电流检测电阻153的两端电压由放大器154进行放大，成为与比例电磁线圈105的通电电流成比例的电压时的电流检测信号If被输入到多通道AD转换器124。

[0079] 换流电路元件152A连接在驱动用开关元件151和比例电磁线圈105的连接点与接地电路GND之间，在驱动用开关元件151开路时，流过比例电磁线圈105的通电电流换向至流经电流检测电阻153。

[0080] 另外，本实施方式中，换流电路元件152A由N沟道型的场效应晶体管反向连接而成，在该晶体管开路时，经由内部寄生二极管流过换向电流，若由选通电路150A提供了选通信号，则换向电流不会流过内部寄生二极管，而按从源极端子到漏极端子的方向流动。

[0081] 因此，该换流电路元件152A因换流电流而产生的电压降变小，从而具有低损耗，在想要迅速使通电电流衰减的情况下，优选直接串联连接用虚线进行图示的衰减电阻155a，在不想要迅速使通电电流衰减的时候，预先利用附加开关元件155b使该衰减电阻155a短路即可。

[0082] 在分别设置于多个比例电磁线圈105的驱动用开关元件151的上游位置，优选设置用虚线来进行图示的共用可变恒压电源159a和平滑电容器159b，即使存在电源电压Vbb的变动、因环境温度变化而产生的比例电磁线圈105的内部电阻的变动，也能够在使驱动用开关元件151完全导通时提供规定的基准电流。

[0083] 连接在运算控制电路部120A和未图示的外部设备之间的串行接口170构成为例如从编程工具向程序存储器121进行控制程序和校正参数数据的发送和写入，或者在与运行中的发动机控制装置之间进行输入输出信号的相互通信。

[0084] 接着，对关于图1的运算控制电路部120A的电流控制框图即图2的结构进行说明。

[0085] 图2中，将压力对电流转换表20a预先存储于程序存储器121的数据存储器区域，用电流对压力的近似计算式或数据表的方式来示出所应用的比例电磁线圈105的励磁电流与液压电磁阀的输出压力之间的对应关系的标准特性。

[0086] 误差校正单元20b根据特性标签信号LBL读取出单独附加于所连接的比例电磁线圈105的标签电阻107的电阻值，根据该值对电流对压力特性的个体偏差变动进行校正，从例如关于电流对压力的多个标准数据中选择具有与所应用的现有产品最为接近的电流对压力特性的数据。

[0087] 目标压力设定单元21a构成为存储由未图示的其他控制程序计算得到且针对多个比例电磁线圈105中的特定的比例电磁线圈105的目标压力Pt。目标平均电流设定单元21b读取并设定与目标压力设定单元21所设定的目标压力Pt相对应，且通过参照压力对电流转换表20a而获得的目标平均电流Iaa。

[0088] 颤振压力设定单元22a中，设定仅用来克服作用于液压电磁阀的可动阀的静止摩擦阻力的颤振压力Pd。

[0089] 颤振振幅电流设定单元22b计算颤振振幅电流ΔI，该颤振振幅电流ΔI与由颤振压力设定单元22a所设定的颤振压力Pd相对应，且通过参照压力对电流转换表20a来获得。

[0090] 颤振周期设定单元23a将颤振压力设定单元22a所设定颤振压力Pd、以及可动阀的重量考虑在内，设定使可动阀进行微振动所需的颤振振幅周期Td。

[0091] 颤振占空比设定单元23b对图3A及图3B中将要阐述的颤振电流大期间B和颤振电流小期间A设定颤振占空比Γ＝B/Td，本实施方式中颤振占空比设定为50％。

[0092] 这里，检测电流反馈输入单元27a通过多通道AD转换器124对图1的放大器154的输出信号即电流检测信号If进行数字转换，并更新和存储所获得的数字值即检测电流Id的当前值。

[0093] 数字滤波器27b计算平滑时间常数Tf期间内检测电流Id的移动平均值，并将其作为检测平均电流Idd，平滑时间常数Tf是比颤振振幅周期Td要大的值。

[0094] 比例积分单元28产生包含有与目标平均电流设定单元21b所得到的目标平均电流Iaa和检测平均电流Idd之间的偏差值成比例的比例分量、以及偏差值的时间积分分量的误差信号。

[0095] 指示电流设定单元24a基于合成目标电流It来设定颤振大电流I2和颤振小电流I1，该合成目标电流It通过将目标平均电流设定单元21b所得到的目标平均电流Iaa与比例积分单元28所得到的比例积分的误差信号相加而得到。

[0096] 指示电流校正单元24b(第一校正单元)基于后述的校正参数，计算成为与合成目标电流It相对应的指示电流的颤振中间电流I0。另外，这里所提到的颤振大电流I2、颤振小电流I1、颤振中间电流I0以及颤振振幅电流ΔI之间的关系如(计算式1)所示。

[0097] I2＝I0+ΔI/2、I1＝I0-ΔI/2···(计算式1)

[0098] 因此可以得到ΔI＝I2-I1、I0＝(I2+I1)/2，颤振中间电流I0与颤振电流波形的平均值即波形平均电流Ia未必一定一致。

[0099] 指示电流校正单元24b计算出所提供的合成目标电流It与波形平均电流Ia相一致的颤振中间电流I0。

[0100] PWM占空比设定单元25a在环形计数器123a中设定直到驱动用开关元件151的闭合期间τon到来为止的计数值S，该计数值S实际被设定为使得颤振大电流I2与基准电流Is的比率γ2＝I2/Is、或颤振小电流I1与基准电流Is的比率γ1＝I1/Is与PWM占空比γ＝τon/τ＝S/N相等，其中，该环形计数器123在通过对时钟信号进行N次计数从而PWM周期τ到来时恢复为初始状态。

[0101] 另外，基准电流Is例如是比例电磁线圈105的额定电流，例如在20℃的基准温度下，将比例电磁线圈105的电阻值设为基准电阻R0，在设为PWM占空比γ＝1)即将驱动用开关元件151闭合时，施加于比例电磁线圈105的电压成为基准电压V0＝Is×R0。

[0102] 电源电压校正单元25b将当前的电源电压Vbb与基准电压V0的比率即电压校正系数Ke＝Vbb/V0的倒数与PWM占空比γ＝τon/τ相乘，若电源电压Vbb大于基准电压V0，则使得PWM占空比γ变小。

[0103] 检测温度输入单元25d利用多通道AD转换器124对由温度传感器106得到的温度检测信号TMP进行数字转换，并输入到当前电阻校正单元25c，

[0104] 当前电阻校正单元25c根据比例电磁线圈105的温度对电阻特性的近似计算式，计算出比例电磁线圈105的当前温度下的负载电阻R，并将负载电阻R与基准电阻R0的比率即电阻校正系数Kr＝R/R0与PWM占空比γ＝τon/τ相乘，由此来决定校正占空比。

[0105] 另外，在使用图1的共用可变恒压电源159a的情况下，不需要对电源电压校正单元25b和当前电阻校正单元25c进行的PWM占空比γ进行校正。

[0106] 指令脉冲产生单元26a构成为以环形计数器123a为主体，基于由PWM占空比设定单元25a所设定的PWM占空比γ，来产生成为PWM周期τ、导通时间τon的驱动脉冲信号DRV，利用该驱动脉冲信号DRV来对驱动用开关元件151进行导通/截止驱动。

[0107] 增大占空比设定单元26b在检测电流Id与作为目标的颤振大电流I2相比为过小，且指示电流设定单元24a所得到的指示电流与检测电流Id的偏差值即偏差电流Ix的绝对值在第一阈值以上时进行作用，暂时使指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在检测电流Id增大并接近和通过作为目标的颤振大电流I2的时间之后，恢复到PWM占空比设定单元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。

[0108] 减少占空比设定单元26c在检测电流Id与作为目标的颤振小电流I1相比为过大，且指示电流设定单元24a所得到的指示电流与检测电流Id的偏差值即偏差电流Ix的绝对值在第二阈值以上时进行作用，暂时使指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ减少，在检测电流Id减少并接近和通过作为目标的颤振小电流I1的时间之后，恢复到PWM占空比设定单元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ。

[0109] 另外，一次颤振振幅周期Td由整数倍(例如10～20倍)的PWM周期τ构成，并且比例电磁线圈105的电感L与负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R的值是比颤振振幅周期Td要小的值，但却是与PWM周期τ相比为足够大的值。

[0110] (2)作用、动作以及方法的详细说明

[0111] 下面，基于图3A、图3B至图6所示出的特性曲线图，来依次对根据图1、图2构成的本发明的实施方式1所涉及的装置的作用、动作、以及控制方法进行详细说明。

[0112] 首先，图1、图2中，若使未图示的电源开关闭合，则电源继电器的输出接点102闭合，电源电压Vbb被施加到颤振电流供电控制装置100A。

[0113] 其结果是，恒压电源110产生例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc，构成运算控制电路部120A的微处理器CPU开始控制动作。

[0114] 微处理器CPU根据从输入接口电路130输入的未图示的输入传感器组的动作状态、以及非易失性的程序存储器121所存储的控制程序的内容进行动作，产生针对输出接口电路140所连接的未图示的电负载组的负载驱动指令信号，并通过驱动用开关元件151对电负载组中特定的电负载即多个比例电磁线圈105进行导通/截止控制，从而对其通电电流进行控制。

[0115] 该驱动用开关元件151由图2所示的指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV来进行导通/截止控制，该驱动脉冲信号DRV在PWM周期τ的期间中仅在导通时间τon的期间产生导通指令，其结果是，使得成为Vbb×τon/τ的平均电压被施加到比例电磁线圈105。

[0116] 指示电流设定单元24a与颤振振幅电流设定单元22b及指示电流校正单元24b协同进行动作，决定与合成目标电流It相对应的颤振中间电流I0，计算出由计算式1所表示的颤振大电流I2和颤振小电流I1，并经由PWM颤振设定单元25a向指令脉冲产生单元26a指令PWM占空比γ＝τon/τ。

[0117] 合成目标电流It是对目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa和比例积分单元28产生的误差信号进行代数和运算而得到的，目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa与数字滤波器27b得到的检测平均电流Idd的偏差信号被输入到比例积分单元28。

[0118] 数字滤波器27b的平滑时间常数Tf设定为比颤振振幅周期Td要大，检测平均电流Idd相当于进行脉动的颤振电流的波形平均电流Ia。

[0119] 与此相对地，对从放大器154获得的电流检测信号If仅进行数字转换后得到的检测电流Id表示随着大小颤振电流进行脉动的通电电流的当前值。

[0120] 于是，增大占空比设定单元26b和减少占空比设定单元26c辅助指令脉冲产生单元26a进行动作，以使得根据指示电流设定单元24a交替产生的指令信号即颤振大电流I2及颤振小电流I1与检测电流Id的偏差电流Ix相应地进行动作，使PWM占空比γ急增或急减，从而迅速地实现电流变化。

[0121] 因此，以高频度进行增减的颤振振幅电流不直接成为运算控制单元中的负反馈控制的对象，而是通过对其波形平均电流进行负反馈控制来间接地反映，从而不需要对按照规定的增减方式高频度地进行变化的通电电流进行响应，因此，控制特性稳定，并且能够应用简单的运算控制单元。

[0122] 接着，在表示图2的电流控制模块的电流波形的特性曲线图即图3A和图3B中，图3A是换流电路元件152A为图1所示的场效应晶体管，且不具有虚线所示的衰减电阻155a和附加开关元件155b的情况，特别示出了颤振电流大期间B与颤振电流小期间A相等的情况下的电流波形。

[0123] 根据图3A可知，从颤振小电流I1到颤振大电流I2的上升时间比从颤振大电流I2到颤振小电流I1的下降时间要短，作为其结果，波形平均电流Ia成为比颤振中间电流I0要大的值。

[0124] 与此相对地，图3B示出了缩短颤振电流大期间B以使得波形平均电流Ia与颤振中间电流I0相一致的情况下的电流波形。

[0125] 另外，通过图4详细说明波形平均电流Ia与颤振中间电流I0之间的关系。

[0126] 在示出简化地表示图3A及图3B的电流波形的示意电流波形的特性曲线图即图4中，若将从颤振小电流I1到颤振大电流I2的上升时间设为b，将从颤振大电流I2到颤振小电流I1的下降时间设为a，并参照(计算式1)计算颤振振幅周期Td期间的颤振电流波形的面积，则可得到下式。

[0127] 期间b的面积＝b×(I1+I2)/2＝b×I0

[0128] 期间(B-b)的面积＝(B-b)×I2＝(B-b)×(I0+ΔI/2)

[0129] 期间a的面积＝a×(I1+I2)/2＝a×I0

[0130] 期间(A-a)的面积＝(A-a)×I1＝(A-a)×(I0-ΔI/2)

[0131] 期间Td的全面积＝Td×I0+[(B-b)-(A-a)]×ΔI/2

[0132] 因此，期间Td的全面积除以颤振振幅周期Td而得到的波形平均电流Ia可由(计算式2)来表示。

[0133] Ia＝I0+0.5×ΔI[(B-b)-(A-a)]/Td···(计算式2)

[0134] 图3A示出(计算式2)的状态，可知若(B-b)＞(A-a)，则Ia＞I0。

[0135] 在(计算式2)中，可知如果对颤振电流大期间B或颤振电流小期间A进行调整以使得(B-b)＝(A-a)，则会得到图3B所示的Ia＝I0。

[0136] 因此，在实验测定中，若将颤振中间电流I0作为指示电流来测定检测平均电流Idd，并对颤振电流大期间B进行调整以使得颤振中间电流I0与检测平均电流Idd(即波形平均电流Ia)相一致，则在该时间(B-b)＝(A-a)、A+B＝Td的关系成立，因此，可得到(计算式3a)、(计算式3b)、以及(计算式3c)。

[0137] A＝[(Td+(a-b)]/2·····(计算式3a)

[0138] B＝[(Td-(a-b)]/2·····(计算式3b)

[0139] ∴(a-b)＝A-B＝Td-2×B(＝2×A-Td)····(计算式3c)

[0140] 通过多个样本的实验测定，来测定颤振中间电流IO相对于响应时间差(a-b)的平均值((a-b))，并对其进行图示，从而得到图5所示的表示响应时间差相对于指示电流的关系的实验特性曲线图。

[0141] 另外，图5中，特性曲线图500a示出了将颤振振幅电流ΔI设为目标平均电流Iaa的最大值的10％的情况，特性曲线图500b示出了将颤振振幅电流ΔI设为目标平均电流Iaa的最大值的140％的情况。

[0142] 如何将由此测定得到的平均响应时间差((a-b))反映在实际的运转中可使用第一校正方法和第二校正方法。

[0143] 第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使颤振电流大期间B与颤振电流小期间A相一致，并将颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0的关系由(计算式2a)来计算。

[0144] Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(计算式2a)

[0145] 图6是表示第一校正方法中目标电流与指示电流之间的关系的校正特性曲线图。

[0146] 另外，图6中，特性曲线图600a示出了将颤振振幅电流ΔI设为目标平均电流Iaa的最大值的10％的情况，特性曲线图600b示出了将颤振振幅电流ΔI设为目标平均电流Iaa的最大值的140％的情况。

[0147] 第二校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中，设为B-b＝A-a，使成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0相一致，与该颤振中间电流I0相对应的颤振电流大期间B或颤振电流小期间A由(计算式5b)或(计算式5a)来计算。

[0148] A＝[(Td+((a-b))]/2·····(计算式5a)

[0149] B＝[(Td-((a-b))]/2·····(计算式5b)

[0150] 这将应用于后述的实施方式2。

[0151] 在任一种情况下，平均响应时间差((a-b))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

[0152] (3)实施方式1的要点和特征

[0153] 通过上述说明可明确获知，本发明的实施方式1的颤振电流供电控制方法包括：

[0154] 运算控制步骤，该运算控制步骤中，对驱动具有滑动电阻的执行器的感应电负载生成与目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，

[0155] 由所述滑动电阻决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，在所述颤振电流供电控制方法中，

[0156] 若将所述颤振振幅电流ΔI设定为颤振振幅周期Td中颤振电流大期间B的颤振大电流的饱和推定值I2、与颤振电流小期间A(A＝Td-B)的颤振小电流的饱和推定值I1的偏差值即ΔI＝I2-I1，则上述(计算式1)成立。

[0157] 将所述通电电流用于从所述颤振小电流I1增加到颤振大电流I2为止的上升时间设为b，将所述通电电流用于从所述颤振大电流I2减少到颤振小电流I1为止的下降时间设为a时，此时的波形平均电流Ia由上述(计算式2)计算得到。

[0158] 于是，所述波形平均电流Ia是所述颤振振幅周期Td的期间的所述通电电流的时间积分值除以所述颤振振幅周期Td而得到的值，计算使该波形平均电流Ia与所述目标平均电流Iaa相一致的颤振中间电流I0，该颤振中间电流I0成为用于获得所述目标平均电流Iaa的所述指示电流，

[0159] 在实验阶段，通过颤振振幅周期Td以颤振大电流I2和颤振小电流I1对作为样本的所述感性电负载进行通电驱动，与由此得到的多个阶段的所述颤振中间电流I0相对应的所述上升时间b和下降时间a的响应时间差(a-b)的实验测定数据通过测量或计算机上的模拟实验来获得，

[0160] 在制造组装阶段，将基于通过多个样本而得到的所述实验测定数据的平均值来计算得到的“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格作为校正参数存储到与微处理器协同动作的程序存储器中，该微处理器成为执行所述运算控制步骤的运算控制单元，

[0161] 作为实际运行阶段的第1步骤，读取并设定所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI,作为第2步骤，计算满足计算式(2)的波形平均电流Ia与所提供的目标平均电流Iaa相一致的关系的指示电流、以及颤振电流大期间B与颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td，并将该指示电流设定作为所述颤振中间电流I0，作为第3步骤，通过所述运算控制单元进行负反馈控制，以满足所述通电电流的检测平均电流Idd与所述目标平均电流Iaa即所述波形平均电流Ia相一致的关系。

[0162] 所述实验测定数据通过下述方式获得，即：将所述颤振振幅周期Td＝A+B设为固定，在规定的所述颤振中间电流I0下一边调整所述颤振占空比Γ＝B/Td，一边测定所述检测平均电流Idd与所述颤振中间电流I0相一致时的所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A，所述颤振中间电流I0与所述检测平均电流Idd即波形平均电流Ia相一致是指(计算式2)中所述颤振电流大期间B与所述上升时间b的差分值(B-b)变为与所述颤振电流小期间A与所述下降时间a的差分值(A-a)相等，从而所述颤振中间电流I0与所述波形平均电流Ia相一致，因此，(计算式3a)或(计算式3b)成立，

[0163] A＝[(Td+(a-b)]/2·····(计算式3a)

[0164] B＝[(Td-(a-b)]/2·····(计算式3b)

[0165] 所述校正参数是“颤振中间电流I0对平均响应时间差((a-b))”的近似计算式或数据表格，通过下述方式获得，即：在基准电压和基准温度的环境下，利用所述感性电负载的多个样本，对规定的颤振振幅周期Td、与所述目标平均电流Iaa相对应地确定的所述颤振振幅电流ΔI、以及多个阶段的所述颤振中间电流I0进行实验测定，基于与此相对应地实测得到的所述颤振电流大期间B00或颤振电流小期间A00，通过(计算式4)计算出响应时间差(a-b)，并将多个样本的平均值设定为所述颤振中间电流I0下的平均响应时间差((a-b))。

[0166] (a-b)＝Td-2×B00(＝2×A00-Td)→平均值((a-b))

[0167] ···(计算式4)

[0168] 如上所述，与本发明的第二方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得所设定的颤振中间电流与检测平均电流相一致，并对与颤振中间电流相对应的下降时间和上升时间的差分值即响应时间差进行测定。

[0169] 因此，本发明具有下述特征，即：在实验阶段无需直接观测下降时间和上升时间，使用实验测定所应用的颤振中间电流、以及使用与其相对应地测定得到的检测平均电流来作为波形平均电流，从而等价地测定下降时间和上升时间，进而能够与实际使用目的相一致地进行高精度的测定。

[0170] 这在实施方式2和3中也一样。

[0171] 在所述实际运行阶段，应用第一校正方法，

[0172] 所述第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A相一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0的关系由(计算式2a)来计算，

[0173] Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(计算式2a)

[0174] 所述平均响应时间差((a-b))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

[0175] 如上所述，与本发明的第三方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得波形平均电流与颤振中间电流相一致，并测定与颤振中间电流相对应的下降时间和上升时间的差分值即响应时间差，作为实际运行阶段的第一校正方法，将颤振占空比固定为50％，使用实验测定阶段所获得的平均响应时间差数据来计算与波形平均电流相对应的颤振中间电流，并将该颤振中间电流应用作为与目标平均电流相对应的指示电流。

[0176] 因此，本发明具有下述特征，即：通过使用基于(计算式2a)的简单的计算式对颤振中间电流进行校正并将其作为指示电流，从而即使颤振电流的下降时间和上升时间发生变动，也能够与所提供的目标平均电流相对应地决定适当的颤振中间电流作为指示电流，从而能够减少控制误差。

[0177] 通过上述说明可明确获知，本发明的实施方式1的颤振电流供电控制装置包括：

[0178] 运算控制电路部120A，该运算控制电路部120A根据对感性电负载即比例电磁线圈105进行通电的通电电流，对作为对液体压力进行比例控制的执行器即比例电磁阀生成与针对所述比例电磁线圈105的目标平均电流Iaa相对应的指示电流的指令信号，以使得该目标平均电流Iaa与检测平均电流Idd相一致，并进行通电电流的负反馈控制，由所述比例电磁阀的可动阀的滑动电阻而决定的规定的颤振(Dither)振幅电流ΔI被附加到所述目标平均电流Iaa，在所述颤振电流供电控制装置中，

[0179] 所述比例电磁线圈105与对其通电电流进行断续控制的驱动用开关元件151和电流检测电阻153串联连接，并且包括与所述比例电磁线圈105和所述电流检测电阻153的串联电路并联连接的换流电路元件152A，

[0180] 所述运算控制电路部120A构成为以微处理器CPU为主体，该微处理器CPU与程序存储器121及运算用RAM存储器122协同动作，所述程序存储器121包含有成为电流控制单元125A的控制程序，

[0181] 所述电流控制单元125A包括利用压力对电流转换表20a来设定与目标压力相对应的目标平均电流Iaa的目标平均电流设定单元21b；设定作为目标的颤振振幅电流ΔI的颤振振幅电流设定单元22b；基于所述目标平均电流Iaa和所述颤振振幅电流ΔI相加得到的颤振合成电流来设定指示电流的指示电流设定单元24a；以及第一校正单元24b。

[0182] 通过比例积分单元28对所述目标平均电流设定单元21b所生成的所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差值和所述目标平均电流Iaa进行代数和运算，从而得到合成目标电流It，

[0183] 所述颤振振幅电流设定单元22b在分别成为颤振电流大期间B和颤振电流小期间A的颤振振幅周期Td＝A+B中反复生成以颤振中间电流I0为基准、且通过加上或减去所述颤振振幅电流ΔI的一半而得到的作为目标的指令信号，即颤振大电流I2和颤振小电流I1。

[0184] 所述指示电流设定单元24a基于由所述颤振振幅电流设定单元22b所设定的所述颤振振幅电流ΔI、以及根据所述合成目标电流It来决定的所述颤振中间电流I0，来决定所述颤振大电流I2及所述颤振小电流I1，

[0185] 所述第一校正单元24b作用于所述指示电流设定单元24a，利用实验阶段所测定得到的校正参数，对根据所述颤振中间电流I0和所述颤振振幅电流ΔI的大小而变动的所述通电电流的上升时间b和下降时间a的变动误差进行校正，所述第一校正单元24b是设定不同于所述目标平均电流Iaa的值的指示电流作为所述颤振中间电流I0的指示电流校正单元。

[0186] 所述运算控制电路部120A中，基于PWM占空比设定单元25a中所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元26a产生驱动脉冲信号DRV，通过选通电路150A直接对所述驱动用开关元件151进行导通/截止控制，

[0187] 所述PWM占空比设定单元25a根据所述指示电流设定单元24a的指示电流相应地进行动作，决定所述驱动用开关元件151的导通时间即闭合期间τon与PWM周期τ的比率即PWM占空比γ＝τon/τ，

[0188] 所述电流检测电阻153的两端电压经由放大器154被输入到所述运算控制电路部120A，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器27进行平滑化，从而成为所述检测平均电流Idd，

[0189] 所述PWM占空比设定单元25a对所述PWM占空比γ＝τon/τ进行初始设定，以使得所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1与基准电流Is的比率I2/Is、I1/Is相一致，[0190] 所述基准电流Is是所述比例电磁线圈105的电阻值为基准电阻R0、且所述驱动用开关元件151闭合时对所述比例电磁线圈105所施加的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，

[0191] 经由共用可变恒压电源159a对所述比例电磁线圈105供电，对该共用可变恒压电源159a进行负反馈控制，以使得其输出电压成为与所述比例电磁线圈105的当前的负载电阻R与基准电阻R0的电阻比率(R/R0)成比例的可变电压Vx，或者以相当于该电阻比率除以当前的电源电压Vbb和基准电压V0的电压比率(Vbb/V0)而得到的值的通电占空比来进行导通/截止控制，或者，

[0192] 所述PWM占空比设定单元25a通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由电源电压校正单元25b得到的当前的电源电压Vbb和所述基准电压V0的比率即电压校正系数Ke＝Vbb/V0的倒数相乘，或者，通过进一步将所述初始设定占空比γ＝τon/τ与由当前电阻校正单元25c计算得到的所述比例电磁线圈105的当前温度下的负载电阻R与所述基准电阻R0的比率即电阻校正系数Kr＝R/R0相乘，从而得到并决定校正占空比。

[0193] 接着，所述颤振振幅电流设定单元22b的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈105的电感L与所述负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器27b的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，

[0194] 所述比例积分单元28在存在因所述第一校正单元24b而产生的所述指示电流设定单元24a的设定误差，或者因所述第二校正单元23c而产生的所述颤振振幅电流设定单元22b的设定误差，或者因所述当前电压校正单元25b和所述当前电阻校正单元25c的任一方或双方而产生的所述PWM占空比设定单元25a的设定误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制从而实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。

[0195] 这在实施方式2的情况下也一样。

[0196] 如上所述，与本发明的第八方面相关联，为了获得所提供的目标平均电流和颤振振幅电流，具备指示电流设定单元和指示电流校正单元或者颤振占空比校正单元，对颤振中间电流或颤振占空比进行设定从而满足比例电磁线圈的通电平均电流成为与目标平均电流相等的关系，决定用于对比例电磁线圈的驱动用开关元件进行开关控制的通电占空比的PWM占空比设定单元在没有连接共用可变恒压源的情况下，根据当前电源电压或当前温度下比例电磁线圈的负载电阻来校正PWM占空比，并且根据目标平均电流和检测平均电流的偏差信号的积分值来校正合成目标电流，并进行负反馈控制以使得目标平均电流与检测平均电流相一致。

[0197] 因此，本发明具有下述特征，即：通过构成为使用指示电流校正单元或颤振占空比校正单元、以及当前电压校正单元或当前电阻校正单元，来获得相当于目标平均电流的通电平均电流，并利用比例积分单元来抑制控制误差，从而能够与电源电压和负载电阻、或者负载的电感的宽范围的变动、以及目标平均电流的要求范围的变动相对应地进行稳定且高精度的负反馈控制。

[0198] 所述运算控制电路部120A还包括根据所述指示电流设定单元24a交替地生成的指令信号即颤振大电流I2及颤振小电流I1与所述检测电流Id的偏差电流Ix相对应地进行动作的增大占空比设定单元26b或减少占空比设定单元26c中的至少一个，

[0199] 所述增大占空比设定单元26b在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振大电流I2相比过于小，且所述偏差电流Ix的绝对值在第一阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ增大，在所述检测电流Id增大并接近和通过作为目标的所述颤振大电流I2的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，

[0200] 所述减少占空比设定单元26c在所述检测电流Id与作为目标的所述颤振小电流I1相比过于大，且所述偏差电流Ix的绝对值在第二阈值以上时进行作用，暂时使所述指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV的PWM占空比γ＝τon/τ减少，在所述检测电流Id减少并接近和通过作为目标的所述颤振小电流I1的时间之后，恢复到所述PWM占空比设定单元25a所指定的PWM占空比γ＝τon/τ，

[0201] 这在实施方式2的情况下也一样。

[0202] 如上所述，与本发明的第九方面相关联，包括用于使颤振电流急增或急减的增大占空比设定单元或减少占空比设定单元。

[0203] 因此，本发明具有下述特征，即：虽然不对颤振大电流和颤振小电流直接进行负反馈控制，但在该增减切换的时间，通过暂时进行通电占空比的校正来提高控制的响应性。

[0204] 并且，还具有下述特征，即：通过使用增大占空比设定单元或减少占空比设定单元，即使在比例电磁线圈的通电开始时、以及通电停止时也能够迅速地进行通电电流的增减，从而能够快速接近目标电流，或者快速进行切断。

[0205] 与所述比例电磁线圈105并联连接的换流电路包括在所述比例电磁线圈105的通电切断时、以及在从所述颤振大电流I2到所述颤振小电流I1的切换转移时的减少电流所需时间内设为有效的高速切断电路，

[0206] 所述高速切断电路包含与所述换流电路元件152A串联连接的衰减电阻155a、以及与该衰减电阻155a并联连接且在所述减少电流所需时间内被开路的附加开关元件155b。

[0207] 如上所述，与本发明的第十三方面相关联，在比例电磁线圈的通电切断时、以及在从颤振大电流到颤振小电流的切换转移时的减少电流所需时间内，利用与换流电路元件串联连接的衰减电阻来使换流电流急速衰减。

[0208] 因此，本发明具有下述特征，即：在缩短颤振电流的下降时间以减少其变动误差的同时，能够在进行通电电流的导通/截止控制的通常时间，通过在使驱动用开关元件开路时使通电电流换向流过换流电路元件，从而抑制电磁能量的释放，能够利用较少的功耗来进行通电电流的控制。

[0209] 所述指令脉冲产生单元26a所产生的脉冲信号的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期间内对N次的时钟信号进行计数，在其中的S次为导通指令时PWM占空比γ成为S/N(γ＝S/N)，以所述N次的时钟信号为一个单位的所述PWM周期τ在所述颤振振幅周期Td的期间内产生n次，所述颤振占空比Γ＝B/Td的最小调整单位为Td/n，

[0210] 所述指令脉冲产生单元26a是对所述时钟信号进行计数的环形计数器123a，可使用以计数值1～S为导通期间，计数值S+1～N为截止期间的方式使导通期间连续的集中型的计数器。

[0211] 这在实施方式2中也一样。

[0212] 如上所述，与本发明的第十四方面相关联，在一个颤振振幅周期的期间内存在n次的PWM周期，其中的B/τ次设定对应于颤振大电流I2的PWM占空比γ2，A/τ((A+B＝n×τ))次设定对应于颤振小电流I1的PWM占空比γ1。

[0213] 因此，本发明具有下述特征，即：能够利用颤振占空比Γ＝B/(A+B)，来对因比例电磁线圈的电流上升特性和下降特性的偏差而在目标平均电流与检测平均电流之间产生的控制误差的发生进行校正。

[0214] 实施方式2.

[0215] (1)结构的详细说明

[0216] 下面，对于本发明实施方式2所涉及的装置的整体电路框图即图7，以与图1的不同点为中心对其结构进行详细说明。

[0217] 另外，各图中共通标号示出相同或相当部分，并利用标号末尾的大写的字母标号来示出实施方式的不同。

[0218] 首先，图1与图7的主要不同点在于，为场效应晶体管的换流电路元件152A被改变成为二极管的换流电路元件152B，高速切断电路也不同。并且，使用电阻检测电路180来替换温度传感器106，标签电阻107没有进行图示。

[0219] 图7中，从车载电池即外部电源101经由与图1相同的电源继电器的输出接点102向颤振电流供电控制装置100B施加电源电压Vbb，并且汽车用变速机内的多个液压电磁阀中所设置的比例电磁线圈105与颤振电流供电控制装置100B相连接。

[0220] 颤振电流供电控制装置100B构成为以包含微处理器CPU的运算控制电路部120B为主体，经由恒压电源110将例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc施加到该运算控制电路部120B。

[0221] 运算控制电路部120B由非易失性的程序存储器121及运算处理用的RAM存储器122、环形计数器123a、多通道AD转换器124构成，程序存储器121中设置有存储成为后述的电流控制单元125B的控制程序、以及校正参数的非易失性的数据存储器区域。

[0222] 输入接口电路130、输出接口电路140、串行接口170与图1同样地连接至运算控制电路部120B。

[0223] 连接在比例电磁线圈105的上游位置的驱动用开关元件151经由选通电路150B由运算控制电路部120B所产生的驱动脉冲信号DRV来控制导通和截止。

[0224] 比例电磁线圈105的下游位置经由电流检测电阻153连接至接地电路GND，电流检测电阻153的两端电压由放大器154进行放大，成为与比例电磁线圈105的通电电流成比例的电压时的电流检测信号If被输入到多通道AD转换器124。

[0225] 换流电路元件152B连接在驱动用开关元件151和比例电磁线圈105的连接点与接地电路GND之间，在驱动用开关元件151开路时，流过比例电磁线圈105的通电电流换向至流过电流检测电阻153。

[0226] 另外，本实施方式中，换流电路元件152B为二极管，在想要使通电电流迅速衰减的情况下，优选串联连接用虚线来进行图示的换流开关元件158a，该换流开关元件158a与电压限幅二极管158b相连接，并且在减少电流所需时间内使换流开关元件158a开路，其两端电压由电压限幅二极管158b来进行限制即可。

[0227] 此外，与图1的情况相同，优选设置用虚线来进行图示的共用可变恒压电源159a和平滑电容器159b，即使存在电源电压Vbb的变动、因环境温度变化而产生的比例电磁线圈105的内部电阻的变动，也能够在使驱动用开关元件151完全导通时提供规定的基准电流。

[0228] 电阻检测电路180由第二放大器183构成，该第二放大器183从控制电压Vcc经由采样开关元件181、以及具有比负载电阻R要大的值的电阻值Rs的串联电阻182向非驱动中的比例电磁线圈105提供脉冲电流，并且对此时施加于比例电磁线圈105的施加电压Vs＝Vcc×R/(R+Rs)进行放大，并产生电阻检测信号RDS。

[0229] 其中，电阻值Rs与负载电阻R相比足够大，施加电压Vs变为Vs≈Vcc×R/Rs时，经由串联电路182流入比例电磁线圈105的电流Vcc/Rs非常微小，由此无法使液压电磁阀动作。

[0230] 接着，对于图7中运算控制电路部120B的电流控制框图即图8，以与图2的不同点为中心对其结构进行详细说明。

[0231] 首先，图2与图8的不同点在于颤振占空比校正单元23c(第二校正单元)、指示电流校正单元24bb、电阻信号输入单元25dd，关于误差校正单元20b省略了图示，其他的结构要素全部与图2相同。

[0232] 图8中，颤振占空比校正单元23c基于合成目标电流It，对图9A及图9B中将要阐述的颤振电流大期间B和颤振电流小期间A设定颤振占空比Γ＝B/Td，本实施方式中基于上述(计算式5b)来设定颤振占空比Γ＝B/Td。

[0233] (计算式5b)作为校正参数存储于程序存储器121的数据存储器区域。

[0234] 指示电流校正单元24bb不对合成目标电流It进行校正，而直接应用作为指示电流设定单元24a所应用的颤振中间电流I0。

[0235] 电阻信号输入单元25dd对采样开关元件181进行脉冲驱动，接收此时的电阻检测信号RDS，利用计算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc计算出比例电磁线圈105的当前温度下的内部电阻即负载电阻R。

[0236] (2)作用、动作以及方法的详细说明

[0237] 下面，基于图9A、图9B、图10所示出的特性曲线图，来依次对根据图7、图8构成的本发明的实施方式2所涉及的装置的作用、动作、以及控制方法进行详细说明。

[0238] 首先，图7、图8中，若使未图示的电源开关闭合，则电源继电器的输出接点102闭合，电源电压Vbb被施加到颤振电流供电控制装置100B。其结果是，恒压电源110产生例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc，构成运算控制电路部120B的微处理器CPU开始控制动作。

[0239] 微处理器CPU根据从输入接口电路130输入的未图示的输入传感器组的动作状态、以及非易失性的程序存储器121所存储的控制程序的内容进行动作，生成针对输出接口电路140所连接的未图示的电负载组的负载驱动指令信号，并通过驱动用开关元件151对电负载组中特定的电负载即多个比例电磁线圈105进行导通/截止控制，对其通电电流进行控制。

[0240] 该驱动用开关元件151由图8所示的指令脉冲产生单元26a所产生的驱动脉冲信号DRV来进行导通/截止控制，该驱动脉冲信号DRV在PWM周期τ的期间中仅在导通时间τon的期间产生导通指令，其结果使得成为Vbb×τon/τ的平均电压被施加到比例电磁线圈105。

[0241] 指示电流设定单元24a与颤振振幅电流设定单元22b及指示电流校正单元24bb协同进行动作，决定与合成目标电流It相对应的颤振中间电流I0，计算出由计算式1所示的颤振大电流I2和颤振小电流I1，并经由PWM颤振设定单元25a向指令脉冲产生单元26a指令PWM占空比γ＝τon/τ。

[0242] 指示电流校正单元24bb不对合成目标电流It进行校正，而直接应用作为如上述那样在指示电流设定单元24a中所应用的颤振中间电流I0。

[0243] 合成目标电流It是对目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa和比例积分单元28所产生的误差信号进行代数和运算而得到的，由目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa与由数字滤波器27b得到的检测平均电流Idd的偏差信号被输入到比例积分单元28。

[0244] 数字滤波器27b的平滑时间常数Tf设定为比颤振振幅周期Td要大，检测平均电流Idd相当于进行脉动的颤振电流的波形平均电流Ia。

[0245] 与此相对地，对从放大器154获得的电流检测信号If进行简单的数字转换后得到的检测电流Id表示随着大小颤振电流进行脉动的通电电流的当前值。

[0246] 于是，增大占空比设定单元26b和减少占空比设定单元26c辅助指令脉冲产生单元26a进行动作，以使得根据指示电流设定单元24a交替地产生的指令信号即颤振大电流I2及颤振小电流I1与检测电流Id的偏差电流Ix相应地进行动作，使PWM占空比γ急增或急减，从而迅速地实现电流变化。

[0247] 因此，以高频度进行增减的颤振振幅电流不直接成为利用运算控制单元进行的负反馈控制的对象，而是通过对其波形平均电流进行负反馈控制来间接地反映，从而不需要对按照规定的增减方式高频度地进行变化的通电电流进行响应，所以控制特性稳定，并且能够应用简单的运算控制单元。

[0248] 接着，在表示图8的电流控制模块中的电流波形的特性曲线图即图9A和图9B中，[0249] 图9A示出了换流电路元件152B是图7所示的二极管，且是不具有用虚线表示的换流开关元件158a、电压限幅二极管158b的情况，特别示出了将颤振电流大期间B设定得比颤振电流小期间A要小的情况下的电流波形。

[0250] 根据图9A可知，从颤振小电流I1到颤振大电流I2的上升时间比从颤振大电流I2到颤振小电流I1的下降时间要短，作为其结果，波形平均电流Ia成为比颤振中间电流I0要小的值。

[0251] 与此相对地，图9B示出了将颤振电流大期间B与颤振电流小期间A设定为相等的情况下的电流波形。

[0252] 其结果是，在图9A中，波形平均电流Ia比颤振中间电流I0要小，图9B中，波形平均电流Ia比颤振中间电流I0要大。

[0253] 另外，波形平均电流Ia与颤振中间电流I0之间的关系如图4所说明的那样。

[0254] 平均响应时间差((a-b))与指示电流(颤振中间电流I0)的参考例如图5所示。

[0255] 在表示图7的装置的颤振占空比与目标电流之间的关系的校正特性曲线图即图10中，图10示出了用于利用上述的第二校正方法使合成目标电流It与颤振中间电流I0相一致的颤振占空比Γ＝B/Td的关系，这可以通过(计算式5b)计算得到。

[0256] (3)实施方式2的要点和特征

[0257] 通过上述说明可知，本发明的实施方式2的颤振电流供电控制方法与实施方式1的情况相同，决定成为指示电流的颤振中间电流，以使得向感性电负载进行通电的通电电流的波形平均电流与目标平均电流相一致，并在实际运行阶段，使用预备实验阶段所测定得到的校正参数，对该指示电流随着颤振中间电流和颤振振幅电流的大小而变动的上升时间及下降时间的变动误差进行校正，由此来进行运转。

[0258] 并且，与本发明的第二方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得所设定的颤振中间电流与检测平均电流相一致，并对与颤振中间电流相对应的上升时间和下降时间的差分值即响应时间差进行测定。

[0259] 在所述实际运行阶段，应用第二校正方法，

[0260] 第二校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中，设为B-b＝A-a，使成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0彼此相一致，与该颤振中间电流I0相对应地，所述颤振电流大期间B或所述颤振电流小期间A由(计算式5b)或(计算式5a)来计算。

[0261] A＝[(Td+((a-b))]/2·····(计算式5a)

[0262] B＝[(Td-((a-b))]/2·····(计算式5b)

[0263] 所述平均响应时间差((a-b))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

[0264] 如上所述，与本发明的第三方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得波形平均电流与颤振中间电流相一致，并测定与颤振中间电流相对应的下降时间和上升时间的差分值即响应时间差，作为实际运行阶段的第二校正方法，即使在实际运行阶段将颤振占空比设为可变，也能够使用实验测定阶段所获得的响应时间差数据来计算出颤振电流大期间和颤振电流小期间。

[0265] 因此，本发明具有下述特征，即：通过使用基于(计算式5b)的简单的计算式对颤振占空比进行校正而不校正颤振中间电流，从而即使颤振电流的下降时间和上升时间发生变动，也能够与所提供的目标平均电流相对应地决定适当的颤振中间电流作为指示电流，从而能够减少控制误差。

[0266] 通过上述说明可知，本发明的实施方式2所涉及的颤振电流供电控制装置100B与实施方式1的情况相同，包括具有电流控制单元125B的运算控制电路部120B、用于比例电磁线圈105的驱动用开关元件151、以及换流电路元件152B，并且还包括指示电流设定单元24a和颤振占空比校正单元23c，以获得由目标平均电流设定单元21b和颤振振幅电流设定单元22b所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI，并对颤振中间电流I0或颤振占空比Γ进行设定，以满足比例电磁线圈105的检测平均电流Idd变为与目标平均电流Iaa相等的关系。

[0267] 并且，应用了第二校正单元23c来取代实施方式1中的第一校正单元24b，所述第二校正单元23c作用于所述颤振电流振幅设定单元22b，是对所述颤振电流大期间B与所述颤振振幅周期Td的比率即颤振占空比Γ＝B/Td进行设定以实现所述目标平均电流Iaa与所述颤振中间电流I0相一致的关系的颤振占空比校正单元。

[0268] 所述比例电磁线圈105分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈105分别具有所述驱动用开关元件151，并且包括至少与一对所述比例电磁线圈105相连接的电阻检测电路180，该一对所述比例电磁线圈105中处于在一个被供电时另一个不被供电的状态，

[0269] 所述电阻检测电路180由第二放大器183构成，该第二放大器183从稳压后的控制电压Vcc经过由采样开关元件181、以及具有比所述负载电阻R要大的值的电阻值Rs的串联电阻182向非驱动中的所述比例电磁线圈105提供脉冲电流，并且对此时施加于比例电磁线圈105的施加电压Vs＝Vcc×R/(R+Rs)进行放大，并产生电阻检测信号RDS，

[0270] 所述运算控制电路部120B对所述采样开关元件181进行脉冲驱动，接收此时的所述电阻检测信号RDS，利用计算式R＝Rs×Vs/(Vcc-Vs)≈Rs×Vs/Vcc计算出所述比例电磁线圈105的当前温度下的内部电阻即所述负载电阻R，

[0271] 所述比例电磁线圈105由根据其负载电阻R的值来校正输出电压的共用可变恒压电源进行供电，或者包括PWM占空比设定单元25a，利用所述负载电阻R的值对所述驱动用开关元件151的通电占空比进行校正。

[0272] 如上所述，与本发明的第十二方面相关联，运算控制电路部对于非驱动中的比例电磁线圈，对经由较大电阻值的串联电阻进行短时间驱动而获得的比例电磁线圈的两端电压进行监控，并测定其负载电阻。

[0273] 因此，本发明具有下述特征，即：比例电磁线圈不会因该微小且短时间的脉冲电流而发生误动作，由于比例电磁线圈的电感L和串联电阻的电阻值Rs的比率即测定时间常数较小，因此，能够利用短时间的脉冲电流来测定比例电磁线圈的饱和电压。

[0274] 另外，由于通电驱动过程中比例电磁线圈会因自身发热而导致温度进一步上升，因此，判定结果需要预先考虑到该情况，这在设置有油温传感器的情况下也是同样，但本发明还具有下述特征，即：至少在从极低温到极高温进行变动的环境温度下，能够大致准确地测定当前电阻，并且与使用油温传感器的情况相比能够削减信号布线的根数。

[0275] 这在实施方式3中也一样。

[0276] 与所述比例电磁线圈105并联连接的换流电路包括在所述比例电磁线圈105的通电切断时、以及在从所述颤振大电流I2到所述颤振小电流I1的切换转移时的减少电流所需的时间内设为有效的高速切断电路，

[0277] 所述高速切断电路是与所述换流电路元件152B串联连接的换流开关元件158a，[0278] 所述换流开关元件158a与电压限幅二极管158b相连接，并且在所述减少电流所需时间内使所述换流开关元件158a开路，其两端电压由所述电压限幅二极管158b来进行限制。

[0279] 如上所述，与本发明的第十三方面相关联，在比例电磁线圈的通电切断时、以及在从颤振大电流到颤振小电流的切换转移时的减少电流所需时间内，利用与换流电路元件串联连接的换流开关元件来使换流电流急速衰减。

[0280] 因此，本发明具有下述特征，即：在缩短颤振电流的下降时间以减少其变动误差的同时，能够在进行通电电流的导通/截止控制的通常时间，通过在使驱动用开关元件开路时使通电电流换向流过换流电路元件，从而抑制电磁能量的释放，能够利用较少的功耗来进行通电电流的控制。

[0281] 实施方式3.

[0282] (1)结构的详细说明

[0283] 下面，对于本发明实施方式3所涉及的装置的整体电路框图即图11，以与图1的不同点为中心对其结构进行详细说明。

[0284] 另外，各图中共通标号示出相同或相当部分，并利用标号末尾的大写的字母标号来示出实施方式的不同。

[0285] 首先，图1与图11根本上的不同点在于，图11中运算控制电路部120C与选通电路150C之间设置有负反馈控制电路160，该负反馈控制电路160对运算控制电路部120C所产生的指令脉冲信号PLS进行平滑，并对驱动用开关元件151进行开关控制以使得成为与该平滑电压成比例的通电电流。

[0286] 并且，图1与图11的主要不同点在于，为场效应晶体管的换流电路元件152A被改变成为二极管的换流电路元件152C，并省略了高速切断。

[0287] 其中，为了识别换流电路的结构而将跳线156连接至未图示的电路基板。

[0288] 并且，使用电阻检测电路180来取代温度传感器106，标签电阻107未进行图示，还设置有环式寄存器123b来取代环形计数器123a。

[0289] 图11中，从车载电池即外部电源101经由与图1相同的电源继电器的输出接点102向颤振电流供电控制装置100C施加电源电压Vbb，并且汽车用变速机内的多个液压电磁阀中所设置的比例电磁线圈105与颤振电流供电控制装置100C相连接。

[0290] 颤振电流供电控制装置100C构成为以包含微处理器CPU的运算控制电路部120C为主体，经由恒压电源110将例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc施加到该运算控制电路部120C。

[0291] 运算控制电路部120C由非易失性的程序存储器121、运算处理用的RAM存储器122、环式寄存器123b、多通道AD转换器124构成，程序存储器121中设置有存储成为后述的电流控制单元125C的控制程序和成为可变电压指令单元25cc的控制程序、以及校正参数的非易失性的数据存储器区域。

[0292] 输入接口电路130、输出接口电路140、串行接口170与图1同样地连接至运算控制电路部120C。

[0293] 连接在比例电磁线圈105的上游位置的驱动用开关元件151经由选通电路150C由负反馈控制电路160所产生的通电指令信号来控制导通和截止。

[0294] 比例电磁线圈105的下游位置经由电流检测电阻153连接至接地电路GND，电流检测电阻153的两端电压由放大器154进行放大，成为与比例电磁线圈105的通电电流成比例的电压时的电流检测信号If被输入到多通道AD转换器124。

[0295] 换流电路元件152C连接在驱动用开关元件151和比例电磁线圈105的连接点与接地电路GND之间，在驱动用开关元件151开路时，流过比例电磁线圈105的通电电流换向至流过电流检测电阻153。

[0296] 另外，本实施方式中，换流电路元件152C是二极管，能够通过跳线156来识别。

[0297] 驱动用开关元件151的上游位置优选连接有共用可变恒压电源159a和平滑电容器159b，即使存在电源电压Vbb的变动、因环境温度变化而导致的比例电磁线圈105的内部电阻的变动，也能在使驱动用开关元件151完全导通时提供规定的基准电流。

[0298] 电阻检测电路180如图7所述由第二放大器183构成，该第二放大器183从控制电压Vcc经过由采样开关元件181、以及具有比负载电阻R要大的值的电阻值Rs的串联电阻182向非驱动中的比例电磁线圈105提供脉冲电流，并且对此时施加于比例电磁线圈105的施加电压Vs＝Vcc×R/(R+Rs)进行放大，并产生电阻检测信号RDS。

[0299] 其中，电阻值Rs与负载电阻R相比足够大，施加电压Vs变为Vs≈Vcc×R/Rs时，经由串联电路182流入至比例电磁线圈105的电流Vcc/Rs非常微小，由此无法使液压电磁阀动作。

[0300] 并且，利用与电阻检测信号RDS相应地进行动作的可变电压指令单元25cc，对共用可变恒压电源159a的输出电压进行校正。

[0301] 接着，对于图11中运算控制电路部120C的电流控制框图即图12，以与图2的不同点为中心对其结构进行详细说明。

[0302] 首先，图2与图12的不同点在于颤振振幅电流设定单元22bb、颤振占空比校正单元23cc(第三校正单元)、PWM占空比设定单元25aa、指令脉冲产生单元26aa，没有设置当前电压校正单元25b、当前电阻校正单元25c、检测温度输入单元25d，关于误差校正单元20b进行了省略，但其他的结构要素全部与图2的情况相同。

[0303] 图12中，颤振振幅电流设定单元22bb对负反馈控制电路160生成上升开始指令脉冲UP和下降开始指令脉冲DN，上升开始指令脉冲UP在对比例电磁线圈105开始通电时、或者在颤振振幅电流设定单元22bb从颤振小电流I1切换到颤振大电流I2的时刻生成规定时间宽度或可变时间宽度的第一脉冲信号，下降开始指令脉冲DN在对比例电磁线圈105停止通电时、或者在颤振振幅电流设定单元22bb从颤振大电流I2切换到颤振小电流I1的时刻生成规定时间宽度或可变时间宽度的第二脉冲信号，负反馈控制电路160根据第一脉冲信号或第二脉冲信号进行动作，暂时使输入到比较控制电路161的模拟指令信号At急增或急减。

[0304] 颤振占空比校正单元23cc利用存储于程序存储器121的校正参数对颤振占空比Γ进行校正，是用于在换流电路形式不同的产品之间使用共通的指示电流校正单元24b(第一校正单元)的第三校正单元，其详细内容将在后文中描述。

[0305] PWM占空比设定单元25aa决定指令脉冲产生单元26aa产生的指令脉冲信号PLS的PWM占空比γ＝τon/τ，PWM占空比γ＝τon/τ通过下述方式来决定导通时间即闭合期间τon，即：对应于由指示电流设定单元24a所得到的指示电流即颤振大电流I2和颤振小电流I1而被设为与目标平均电流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax。

[0306] 指令脉冲产生单元26aa所产生的脉冲信号的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期间内对N次的时钟信号进行计数，在其中的S次为导通指令时PWM占空比γ成为S/N(γ＝S/N)，以N次的时钟信号为一个单位的PWM周期τ在颤振振幅周期Td的期间内产生n次，颤振占空比Γ＝B/Td的最小调整单位为Td/n。

[0307] 对指令脉冲产生单元26aa应用由环式寄存器123b构成的第二单元，该环式寄存器123b中，S次的导通定时分散配置在N次的时钟信号中。

[0308] 负反馈控制电路160在比较控制电路161中对模拟指令信号At和电流检测信号Ad进行比较，无论是否有电源电压Vbb的变动以及负载电阻R的变动，均与颤振大电流I2和颤振小电流I1相对应地对驱动用开关元件151进行开关并进行负反馈控制以使得实现通电电流相一致的关系，其中，该模拟指令信号At是利用第一平滑电路160a对指令脉冲信号PLS进行平滑而得到的，该电流检测信号Ad是利用第二平滑电路160b对放大器154的输出电压进行平滑而得到的，并且第一及第二平滑电路160a、160b的平滑时间常数是比PWM周期τ要大、且比比例电磁线圈105的感应时间常数Tx要小的值。

[0309] (2)作用、动作以及方法的详细说明

[0310] 下面，基于图13所示的特性曲线图、以及图14所示的数据映射，来依次对根据图11、图12构成的本发明的实施方式3所涉及的装置的作用、动作、以及控制方法进行详细说明。

[0311] 首先，图11、图12中，若使未图示的电源开关闭合，则电源继电器的输出接点102闭合，电源电压Vbb被施加到颤振电流供电控制装置100C。

[0312] 其结果是，恒压电源110产生例如DC5V的稳压电压即控制电压Vcc，构成运算控制电路部120C的微处理器CPU开始控制动作。

[0313] 微处理器CPU根据从输入接口电路130输入的未图示的输入传感器组的动作状态、以及非易失性的程序存储器121所存储的控制程序的内容进行动作，产生针对输出接口电路140所连接的未图示的电负载组的负载驱动指令信号，并通过驱动用开关元件151对电负载组中特定的电负载即多个比例电磁线圈105进行导通/截止控制，从而对其通电电流进行控制。

[0314] 在利用负反馈控制电路160内的第一平滑电路160a暂时对图12所示的指令脉冲产生单元26aa产生的指令脉冲信号PLS进行平滑，并转换为模拟指令信号At之后再次对该驱动用开关元件151进行导通/截止控制，并对其进行负反馈控制从而实现由第二平滑电路160b获得的电流检测信号Ad与模拟指令信号At相一致的关系。

[0315] 指示电流设定单元24a与颤振振幅电流设定单元22bb及指示电流校正单元24b协同进行动作，决定与合成目标电流It相对应的颤振中间电流I0，计算出由计算式1来表示的颤振大电流I2和颤振小电流I1，并经由PWM颤振设定单元25aa向指令脉冲产生单元26aa指令PWM占空比γ＝τon/τ。

[0316] 指示电流校正单元24b基于上述的校正参数，计算成为与合成目标电流It相对应的指示电流的颤振中间电流I0。

[0317] 合成目标电流It对由目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa和比例积分单元28产生的误差信号进行代数和运算，由目标平均电流设定单元21b得到的目标平均电流Iaa与由数字滤波器27b得到的检测平均电流Idd的偏差信号被输入到比例积分单元28。

[0318] 数字滤波器27b的平滑时间常数Tf设定为比颤振振幅周期Td要大，检测平均电流Idd相当于进行脉动的颤振电流的波形平均电流Ia。

[0319] 图12中，颤振占空比校正单元23cc是对应于第三校正方法的校正单元，预先将第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对响应时间差为(a1-b1)的第一产品(实施方式3的换流电流元件152C的情况)和响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二产品(实施方式1的换流电路元件152A的情况)应用基于(计算式2aa)的共通的颤振中间电流I0。

[0320] Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))·······(计算式2aa)

[0321] 即，为了使关于第一产品的(计算式2)的值与关于第二产品的(计算式2)的值相等，需要满足(计算式6)的关系。

[0322] (B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(计算式6)

[0323] 这里，通过设为A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(计算式6a)和(计算式6b)。

[0324] A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2···(计算式6a)

[0325] B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2···(计算式6b)

[0326] 因此，将响应时间差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作为校正参数来决定第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td。

[0327] 作为多个样本的平均值的平均响应时间差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

[0328] 在表示图11的装置的颤振占空比与目标电流的关系的实验特性曲线图即图13中，特性曲线图1300示出了第一产品的颤振占空比为Γ1＝B1/Td＝50％，特性曲线图1301示出了基于(计算式6b)的第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td。

[0329] 在表示图11的环式寄存器123b的位模式的数据映射即图14中，最上段的中央部示出了24位长度的环式寄存器作为示例，并图示了在整个位数N＝24中，成为逻辑“1”的有几次的ON次数不同的各种各样的位模式。

[0330] 例如，若ON次数S＝6，则如图14的第六段所示那样在一次逻辑“1”之后接着三次的逻辑“0”，通过反复进行该模式6次，从而使6次逻辑“1”均匀地分散。

[0331] 但是，若ON次数设为S＝7次，则如图14的第七段所示那样，在一次的逻辑“1”之后接着两次的逻辑“0”或三次的逻辑“0”，通过交替变更该模式，使得逻辑“1”的分配和逻辑“0”的分配均匀地分散。

[0332] 另外，在图14的数据映射中若逻辑“1”的次数S超过12次，则对(N-S)次的逻辑“0”进行均匀分配，例如将第十一段的分布中的逻辑反转后即得到第十三段的分布。

[0333] 这种位模式通过下述方式得到，即：将按照下述要领生成的数据存储于程序存储器121的数据存储器区域，读取并传输该数据。

[0334] 首先，在通电占空比为50％以下且N/S＝γ的值为整数时在一次ON指令后接着产生(γ－1)次的OFF指令，再次产生一次的ON指令，并接着产生(γ－1)次的OFF指令，反复进行该ON/OFF模式。

[0335] 例如若在N＝24、S＝6的情况下，则根据γ＝N/S＝4，产生一次的ON指令并接着产生γ－1＝3次的OFF指令，再次产生一次的ON指令并接着产生3次的OFF指令，重复进行该ON/OFF模式即可。

[0336] 在通电占空比为50％以下且N/S的商为γ、余数为δ时，接着一次的ON指令后产生(γ－1)次的OFF指令或者产生γ次的OFF指令，再次接着一次的ON指令产生(γ－1)次的OFF指令或γ次的OFF指令，反复进行该ON/OFF模式，在S次的反复动作中，产生γ次的OFF指令的次数为δ次。

[0337] 例如若在N＝24、S＝7的情况下，则根据商γ＝24/7＝3、余数δ＝3，接着一次的ON指令后产生2次的OFF指令或者产生3次的OFF指令，再次接着一次的ON指令产生2次的OFF指令或3次的OFF指令，反复进行该ON/OFF模式，在7次的反复动作中，产生3次的OFF指令的次数为3次即可。在通电占空比超过50％时，基于对通电占空比为50％以下的情况下的ON/OFF模式的ON和OFF反转后得到的补数模式，通过在N次中产生S次的OFF指令，从而能够实现通电占空比(N-S)/N。

[0338] 这种环式寄存器123构成为分别准备用于颤振电流大期间B的设定和用于颤振电流小期间A的设定，在改变设定值时在颤振电流大期间B的期间进行颤振电流小期间A的设定变更，在颤振电流小期间A的期间进行颤振电流大期间B的设定变更。

[0339] 另外，利用时钟信号使存储于环式寄存器的数据循环移动，终端位置的标记位的输出成为指令信号PLS。此外，为了以1％的单位设定导通/截止占空比，需要将各环式寄存器的环形长度设为100位以上。

[0340] 在上述的说明中，对应于实施方式1～3，应用了局部不同的各种变形要素，但这些要素能够适用于任意的实施方式。

[0341] 例如，换流电路的结构示出了下述四种：图1的换流电路元件152A(场效应晶体管)、或者对其设置衰减电阻155a和附加开关元件155b，或者图7的换流电路元件152B(二极管)，或者对其设置换流开关元件158a和电压限幅二极管158b，各种结构的识别可通过图11所示的两个跳线156的连接状态来识别，或者通过存储于程序存储器121的机型代码来识别。

[0342] 为了检测比例电磁线圈105的当前电阻，可以使用图1的温度传感器106，或者也可以使用图7和图11的电阻检测电路180。

[0343] 作为电阻检测电路，也可以使用在利用驱动用开关元件151进行通电控制中对比例电磁线圈105施加的施加电压、以及利用电流检测电阻153获得的检测电流来计算得到。

[0344] 在上述说明中，作为指令脉冲产生单元26a和26aa，示出了利用简单的环形计数器123a来构成的情况、以及利用平滑特性优异的环式寄存器123b来构成的情况，但各实施方式中可以使用任意的结构。

[0345] 在上述说明中，说明了共用可变恒压电源159a是从外部电源101进行降压的降压方式的电源，但在外部电源101为车载电池的情况下，通过在共用可变恒压电源159a中内置升压电路，能够提高在电源电压异常下降和高温、高阻抗状态下对比例电磁线圈进行供电的供电能力，并且能够减小比例电磁线圈105的额定电流，抑制驱动用开关元件151的功耗。

[0346] (3)实施方式3的要点和特征

[0347] 通过上述说明可知，本发明的实施方式3的颤振电流供电控制方法与实施方式1的情况相同，决定成为指示电流的颤振中间电流，以使得向感性电负载进行通电的通电电流的波形平均电流与目标平均电流相一致，并在实际运行阶段，使用预备实验阶段所测定得到的校正参数，对该指示电流随着颤振中间电流和颤振振幅电流的大小而变动的上升时间及下降时间的变动误差进行校正，由此来进行运转。

[0348] 并且，与本发明的第二方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得所设定的颤振中间电流与检测平均电流相一致，并对与颤振中间电流相对应的上升时间和下降时间的差分值即响应时间差进行测定。

[0349] 在所述实际运行阶段，同时应用第一校正方法和第三校正方法。

[0350] 所述第一校正方法是下述校正，即：在(计算式2)中设为B＝A，使所述颤振电流大期间B与所述颤振电流小期间A相一致，并将所述颤振占空比Γ＝B/Td固定为50％，该情况下成为目标平均电流Iaa的波形平均电流Ia与成为指示电流的颤振中间电流I0之间的关系由(计算式2a)来计算，

[0351] Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a-b))·······(计算式2a)

[0352] 所述第三校正方法是下述校正，即：将所述第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对所述响应时间差为(a1-b1)的第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二产品应用共通的颤振中间电流I0。

[0353] Iaa＝Ia＝I0+0.5×ΔI×((a1-b1))·······(计算式2aa)

[0354] 为了使关于所述第一产品的(计算式2)的值与关于所述第二产品的(计算式2)的值相等，需要满足(计算式6)的关系。

[0355] (B1-b1)-(A1-a1)＝(B2-b2)-(A2-a2)···(计算式6)

[0356] 这里，通过设为A1＝B1＝Td/2、A2+B2＝Td可得到(计算式6a)和(计算式6b)。

[0357] A2＝[Td+(a2-b2)-(a1-b1)]/2···(计算式6a)

[0358] B2＝[Td-(a2-b2)+(a1-b1)]/2···(计算式6b)

[0359] 将响应时间差的差分值(a2-b2)-(a1-b1)作为校正参数来决定第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td。

[0360] 作为所述多个样本的平均值的平均响应时间差((a1-b1))、以及其平均差分值((a2-b2)-(a1-b1))可以使用与目标平均电流Iaa的实用范围即从最小值到最大值的区间的中间值相对应的、或者与常用的特定的代表目标平均电流相对应的平均响应时间差，或者，可以使用利用关于多个阶段的目标平均电流Iaa的多个平均响应时间差通过插值运算来计算得到的平均响应时间差。

[0361] 如上所述，与本发明的第四方面相关联，在实验测定阶段对颤振占空比进行调整以使得波形平均电流与颤振中间电流相一致，并测定与颤振中间电流相对应的下降时间和上升时间的差分值即响应时间差，作为实际运行阶段的第一校正方法，将颤振占空比固定为50％，使用实验测定阶段所获得的平均响应时间差数据计算与波形平均电流相对应的颤振中间电流，并将该颤振中间电流应用作为与目标平均电流相对应的指示电流，作为第三校正方法，对平均响应时间差不同的第一产品和第二产品中的一个的颤振占空比进行可变调整，利用第一校正方法进行统一的校正。

[0362] 因此，本发明具有下述特征，即：通过使用基于(计算式2aa)或(计算式6b)的简单的计算式对颤振中间电流进行校正并将其作为指示电流，并通过校正颤振占空比来调整产品之间的差异，从而即使颤振电流的下降时间和上升时间发生变动，也能够与所提供的目标平均电流相对应地决定适当的颤振中间电流作为指示电流，从而能够减少控制误差。

[0363] 通过上述说明可知，本发明的实施方式3所涉及的颤振电流供电控制装置100C与实施方式1的情况相同，包括具有电流控制单元125C的运算控制电路部120C、用于比例电磁线圈105的驱动用开关元件151和换流电路元件152C，并且还包括指示电流设定单元24a和指示电流校正单元24b，以获得由目标平均电流设定单元21b和颤振振幅电流设定单元22bb所提供的目标平均电流Iaa和颤振振幅电流ΔI，并应用了第一校正单元24b来对颤振中间电流I0进行设定，以满足比例电磁线圈105的检测平均电流Idd变为与目标平均电流Iaa相等的关系。

[0364] 所述换流电路元件152C是正向压降较大的接合型二极管即第一产品，或者是通过使场效应晶体管反向导通来抑制电压降和发热的等效二极管即第二产品，其机型区分可以通过有无设置于电路基板的跳线156、或者存储于所述程序存储器121的机型代码来进行判别，并且除了作用于所述指示电流设定单元24的指示电流校正单元即所述第一校正单元24b，还一并使用了第三校正单元23cc，所述第三校正单元23cc作用于所述颤振电流振幅设定单元22bb，是预先将所述第二产品的颤振占空比Γ2＝B2/Td设定为比第一产品的颤振占空比Γ1＝B1/Td＝0.5要小，以使得能够对所述响应时间差为(a1-b1)的第一产品、以及所述响应时间差为(a2-b2)且(a2-b2)>(a1-b1)的第二产品应用共通的颤振中间电流I0的颤振占空比校正单元。

[0365] 如上所述，与本发明的第六方面相关联，利用作用于指示电流设定单元的指示电流校正单元(第一校正单元)来设定颤振中间电流，从而实现比例电磁线圈的通电平均电流与目标平均电流相等的关系，并且还包括作为第三校正单元的颤振占空比校正单元，将响应时间差较大的第二产品的颤振占空比设定为比响应时间差较小的第一产品的颤振占空比要小。因此，具有能够对响应时间差不同的第一产品和第二产品应用共通的指示电流校正单元(第一校正单元)的特征。

[0366] 所述比例电磁线圈105分别设置于汽车用变速机中用于变速档选择的多个液压电磁阀，该多个比例电磁线圈105分别具备所述驱动用开关元件151、电流检测电阻153、以及换流电路元件152C，并且在车载电池即外部电源101与多个所述驱动用开关元件151之间设置有共用可变恒压电源159a，

[0367] 对所述共用可变恒压电源159a进行负反馈控制以使得其输出电压成为所述比例电磁线圈105的基准电流Is与当前温度下所述比例电磁线圈105的内部电阻即负载电阻R的积即可变电压Vx＝I s×R，或者利用所述外部电源101的当前电压即电源电压Vbb和所述可变电压Vx的比率即电源占空比Γv＝Vx/Vbb来对导通/截止比率进行调整，

[0368] 所述基准电流Is是所述比例电磁线圈105的电阻值为基准电阻R0、且所述驱动用开关元件151闭合时施加于所述比例电磁线圈105的施加电压为基准电压V0时的通电电流V0/R0，即使多个所述比例电磁线圈105的基准电阻R0和基准电流Is不同，基准电压V0也是共通的固定值，

[0369] 所述可变电压由计算式Vx＝V0×(R/R0)来表示，并且所述电源占空比由计算式Γv＝(Is×R)/Vbb＝(R/R0)/(Vbb/V0)来表示，由于在共通的温度环境和共通的外部电源101下使用多个所述比例电磁线圈105，因此，电阻比(R/R0)和电压比(Vbb/V0)是共通的，从而所述可变电压Vx或所述电源占空比Γv可通用地应用于多个所述比例电磁线圈105。

[0370] 这在实施方式1和2中也一样。

[0371] 如上所述，与本发明的第七方面相关联，在共通的温度环境和共通的外部电源下所使用的多个比例电磁线圈由共用可变恒压电源进行供电，该共用可变恒压电源的输出电压被负反馈控制为成为与比例电磁线圈的当前电阻R和基准电阻R0的电阻比率(R/R0)成比例的可变电压Vx，或者以相当于该电阻比率除以当前的电源电压Vbb和基准电压V0的电压比率(Vbb/V0)而得到的值的通电占空比来进行导通/截止控制。

[0372] 因此，对比例电磁线圈施加的施加电压可以根据电源电压的变动、以及因温度变化而导致的内部电阻的变动来相应地进行可变调整，因此，具有下述特征，即：电流控制单元能够通过指定相对于基准电流的比率来获得所希望的通电电流。

[0373] 共用可变恒压电源是可通用于多个比率电磁线圈因而是经济的，并且多个比例电磁线圈的所有比例电磁线圈不会同时全部通电，因此具有功耗得以抑制的特征。

[0374] 所述运算控制电路部120C中，基于PWM占空比设定单元25aa所决定的开关占空比，指令脉冲产生单元26aa产生指令脉冲信号PLS，经由负反馈控制电路160和选通电路150C对所述驱动用开关元件151间接地进行导通/截止控制，所述PWM占空比设定单元25aa在PWM周期τ中使所述指令脉冲信号PLS导通/截止的PWM占空比γ＝τon/τ，所述PWM占空比通过下述方式来决定导通时间即闭合期间τon，即：对应于由所述指示电流设定单元24a所得到的指示电流即颤振大电流I2和颤振小电流I1而被设为与所述目标平均电流Iaa的最大值Iamax的比率即γ2＝I2/Iamax，或者γ1＝I1/Iamax，

[0375] 所述电流检测电阻153的两端电压经由放大器154被输入到所述运算控制电路部120C，与其数字转换值成比例的检测电流Id由数字滤波器27进行平滑化，从而成为所述检测平均电流Idd，

[0376] 所述颤振振幅电流设定单元22bb的所述颤振振幅周期Td比所述比例电磁线圈105的电感L与当前温度下的负载电阻R的比率即感应时间常数Tx＝L/R要大，所述PWM周期τ比所述感应时间常数Tx要小，所述数字滤波器27b的平滑时间常数Tf比所述颤振振幅周期Td要大(Tf>Td>Tx>τ)，

[0377] 所述负反馈控制电路160在比较控制电路161中对模拟指令信号At和电流检测信号Ad进行比较，无论是否有所述电源电压Vbb的变动以及所述负载电阻R的变动，均与所述颤振大电流I2和所述颤振小电流I1相对应地对所述驱动用开关元件151进行开关并进行负反馈控制以使得实现所述检测电流相一致的关系，其中，所述模拟指令信号At是利用第一平滑电路160a对所述指令脉冲信号PLS进行平滑而得到的，所述电流检测信号Ad是利用第二平滑电路160b对所述放大器154的输出电压进行平滑而得到的，

[0378] 所述第一及第二平滑电路160a、160b的平滑时间常数是比所述PWM周期τ要大、且比所述感应时间常数Tx要小的值，

[0379] 所述比例积分单元28在存在因所述第一校正单元24b而导致的所述指示电流设定单元24a的设定误差，或者因所述第三校正单元23cc而导致的所述颤振振幅电流设定单元22bb的设定误差，以及所述负反馈控制电路160的电流控制误差时，根据所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd的偏差信号的积分值来对所述合成目标电流It进行增减，并进行负反馈控制以使得实现所述目标平均电流Iaa与所述检测平均电流Idd相一致的关系，其积分时间常数Ti比所述颤振振幅周期Td要大。

[0380] 如上所述，与本发明的第十方面相关联，运算控制电路部包括指示电流设定单元和指示电流校正单元或者颤振占空比校正单元，以获得所提供的目标平均电流和颤振振幅电流，对颤振中间电流或颤振占空比进行设定从而实现比例电磁线圈的通电平均电流与目标平均电流相等的关系，然后对于指令脉冲信号的导通占空比γ，在颤振振幅周期Td内反复进行与颤振大电流I2成比例的颤振电流大期间B、以及与颤振小电流I1成比例的颤振电流小期间A，负反馈控制电路一边对比例电磁线圈的通电电流进行监控一边对驱动用开关元件进行开关控制，以获得对指令脉冲信号平滑化后得到的颤振大电流I2或颤振小电流I1，运算控制电路部还进一步利用目标平均电流与检测平均电流的偏差信号的积分值对目标电流进行校正，并进行负反馈控制以使得目标平均电流与检测平均电流相一致。

[0381] 因此，本发明具有下述特征，即：由于对比例电磁线圈的电流控制由负反馈控制电路来进行，从而运算控制电路部的控制负荷减轻，并且通过指示电流校正单元或颤振占空比校正单元、以及双重的负反馈控制，能够与电源电压和负载电阻、或者负载的电感的宽范围的变动、以及目标平均电流的要求范围的变动相对应地进行稳定且高精度的负反馈控制。

[0382] 所述颤振振幅电流设定单元22bb对所述负反馈控制电路160生成上升开始指令脉冲UP和下降开始指令脉冲DN，

[0383] 所述上升开始指令脉冲UP在对所述比例电磁线圈105开始通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元22bb从所述颤振小电流I1切换到所述颤振大电流I2的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第一脉冲信号，

[0384] 所述下降开始指令脉冲DN在对所述比例电磁线圈105停止通电时、或者在所述颤振振幅电流设定单元22bb从所述颤振大电流I2切换到所述颤振小电流I1的时刻，产生规定时间宽度或可变时间宽度的第二脉冲信号，

[0385] 所述负反馈控制电路160根据所述第一脉冲信号或所述第二脉冲信号进行动作，暂时使输入到所述比较控制电路161的所述模拟指令信号At急增或急减。

[0386] 如上所述，与本发明的第十一方面相关联，运算控制电路部对所述负反馈控制电路产生上升开始指令脉冲UP和下降开始指令脉冲DN，负反馈控制电路根据该指令脉冲进行动作，暂时使输入到比较控制电路的模拟合成目标电流急增或及急减。

[0387] 因此，本发明具有下述特征，即：不依赖于检测进行脉动的模拟合成目标电流与进行脉动的模拟检测电流间的偏差电流的急增或急减的微分电路，能够通过来自指令发生源即运算控制电路部侧的急增或急减预告信号来进行稳定的急增或急减控制。

[0388] 所述指令脉冲产生单元26aa所产生的脉冲信号的PWM占空比γ是下述值，即：在PWM周期τ的期间内对N次的时钟信号进行计数，在其中的S次为导通指令时PWM占空比γ成为S/N(γ＝S/N)，以所述N次的时钟信号为一个单位的所述PWM周期τ在所述颤振振幅周期Td的期间内产生n次，所述颤振占空比Γ＝B/Td的最小调整单位为Td/n，

[0389] 所述指令脉冲产生单元26aa使用由环式寄存器123b构成的第二单元，该环式寄存器123b中，S次的导通定时分散配置在N次的时钟信号中。

[0390] 如上所述，与本发明的第十四方面相关联，在一个颤振振幅周期的期间内存在n次的PWM周期，其中的B/τ次设定对应于颤振大电流I2的PWM占空比γ2，A/τ次((A+B＝n×τ))设定对应于颤振小电流I1的PWM占空比γ1。

[0391] 因此，本发明具有下述特征，即：能够利用颤振占空比Γ＝B/(A+B)，来对因比例电磁线圈的电流上升特性和下降特性的偏差而在目标平均电流与检测平均电流之间产生的控制误差的产生进行校正。

[0392] 所述指令脉冲产生单元26aa包括第1及第2环式寄存器123b，

[0393] 所述颤振电流大期间B中，根据所述第2环式寄存器123b所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，

[0394] 所述颤振电流小期间A中，根据所述第1环式寄存器123b所存储的位模式，依次使所述指令脉冲信号PLS成为导通/截止状态，

[0395] 与所述PWM占空比γ相对应的所述位模式作为数据映射存储于所述程序存储器121，

[0396] 所述第1环式寄存器123b中，在所述颤振电流大期间B，读取并存储符合所述颤振小电流I1的所述数据映射，

[0397] 所述第2环式寄存器123b中，在所述颤振电流小期间A，读取并存储符合所述颤振大电流I2的所述数据映射，

[0398] 在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S＝q为整数时在一次导通指令后接着产生(q－1)次的截止指令，再次产生一次的导通指令，并接着产生(q－1)次的截止指令，反复进行所述位模式，

[0399] 在所述PWM占空比γ为50％以下且N/S的商为q、余数为r时，接着一次的导通指令后产生(q－1)次的截止指令或者产生q次的截止指令，再次接着一次的导通指令产生(q－1)次的截止指令或q次的截止指令，反复进行所述位模式，在S次的反复动作中，产生q次的截止指令的次数为r次，

[0400] 在所述PWM占空比超过50％时，基于对PWM占空比为50％以下的情况下的所述位模式的导通和截止反转后得到的补数模式，通过在N次中产生S次的截止指令，来实现PWM占空比(N-S)/N。

[0401] 如上所述，与本发明的第十五方面相关联，指令脉冲产生单元对导通定时进行分散配置，在N次的时钟信号的产生期间分散配置S次的导通定时，从而获得S/N或(N-S)/N作为PWM占空比。

[0402] 因此，例如与在10次中将连续的2次设为导通指令，并将接着的8次设为截止指令的模式相比，通过反复进行在5次中将1次设为导通指令，将接着的4次设为截止指令的模式能够抑制对指令信号进行平均化时的脉动，或者，与在10次中将连续的5次设为导通指令，将接着的5次设为截止指令的模式相比，交替地各执行一次导通指令和一次截止指令并反复进行的模式更为有利，具有能够抑制指令信号的脉动和提高电流控制精度的特征。

[0403] 并且，还具有下述特征，即：微处理器无需进行复杂的运算来进行导通/截止指令的分散化，使用预先设定的数据映射就能够简单地产生分散指令信号。