一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法

摘要

本发明公开了一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，通过设计模式选择电路，换相阶段与非换相阶段切换DC‑DC变换器的输出模式。换相阶段由升压模式下的DC‑DC变换器向无刷直流电机提供能量，升高三相逆变桥输入电压，满足换相阶段的电压需求，通过维持非换相相电流的平稳实现了全速范围的换相转矩波动抑制。非换相阶段由升降压模式下的DC‑DC变换器向无刷直流电机提供能量，采用PAM调制(脉冲幅度调制)方法调节三相逆变桥输入电压，三相逆变桥采取恒通方式，不进行斩波。简化了调制方式的程序设计，降低了三相逆变桥开通关断带来的高频干扰，拓展了DC‑DC变换器的利用率。

权利要求

1.一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，涉及直流电源、DC-DC变换器、无刷直流电机、三相逆变桥、模式选择电路和控制器，其特征在于，通过设计模式选择电路，切换DC-DC变换器的输出模式，换相阶段与非换相阶段由DC-DC变换器的不同输出模式为无刷直流电机提供能量，包括以下步骤：(1)将无刷直流电机的每个电周期分为六个霍尔周期，将每个霍尔周期分为换相阶段与非换相阶段，通过霍尔位置信号与相电流判定所述无刷直流电机运行在换相阶段还是非换相阶段；

(2)当所述无刷直流电机运行在非换相阶段，通过所述模式选择电路切换，由升降压模式下的DC-DC变换器为无刷直流电机提供能量，通过脉冲幅度调制调节三相逆变桥输入电压；

(3)非换相阶段采用升降压模式下的DC-DC变换器调节三相逆变桥输入电压，三相逆变桥功率管采取恒通方式，不进行PWM斩波；

(4)当所述无刷直流电机运行在换相阶段，通过所述模式选择电路切换，由升压模式下的DC-DC变换器为无刷直流电机提供能量，升高三相逆变桥输入电压；

(5)换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管，维持非换相相电流的平稳，实现无刷直流电机的换相转矩波动抑制。

2.根据权利要求1所述一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，其特征在于，所述无刷直流电机采用两相导通的三相六步驱动方式，在每一步驱动中，只有两相绕组导通，第三相绕组处于悬空状态。

3.根据权利要求1所述一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，其特征在于，步骤(2)和步骤(3)中非换相阶段下的三相逆变桥输入电压为式中，Uin为三相逆变桥输入电压，Uout1为升降压模式下DC-DC变换器的输出电压，dc为作用于DC-DC变换器的占空比，Udc为直流电源电压，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流，E为梯形波反电势幅值。

4.根据权利要求1所述一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，其特征在于，步骤(4)中：当检测到霍尔位置信号发生跳变时，换相开始，通过所述模式选择电路切换DC-DC变换器的输出模式，由升压模式下的DC-DC变换器向无刷直流电机提供能量；升压模式下作用于DC-DC变换器功率管的占空比dc采用换相前一个调制周期的值，并作用于整个换相阶段，以维持输出电压的稳定，升高换相阶段的三相逆变桥输入电压；此时三相逆变桥输入电压为式中，Uin为三相逆变桥输入电压，Uout1为升降压模式下DC-DC变换器的输出电压，Uout2为升压模式下DC-DC变换器的输出电压，Udc为直流电源电压，dc为作用于DC-DC变换器的占空比，E为梯形波反电势幅值，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流。

5.根据权利要求1所述一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，其特征在于，步骤(5)所述的换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管的占空比计算为：升压模式下的DC-DC变换器输出电压大于换相阶段所要求的三相逆变桥输入电压，为维持非换相相电流的平稳，换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管；换相阶段无刷直流电机中性点电压平均值UNo为非换相相电流变化率平均值 为

式中，L为无刷直流电机的相电感，令上式非换相相电流变化率平均值 为零，维持非换相相电流平稳，可得换相阶段作用于非换相相功率管的占空比d为当检测到关断相电流为零时，结束换相，电路重新进入非换相阶段；

以上各式中：Uin为三相逆变桥输入电压，Udc为直流电源电压，E为梯形波反电势幅值，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流。

说明书

一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法

技术领域

[0001] 本发明属于电机控制领域，更具体的说，是涉及一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，适合于无刷直流电机高精度伺服驱动控制。

背景技术

[0002] 无刷直流电机以其体积小、功率密度高、运行稳定可靠等优点，而广泛应用于军事、航空航天、办公自动化等领域。但是由于电机定子绕组存在电感，换相过程中产生较大的换相转矩波动，并带来振动、噪声等问题，限制了其在高精度伺服系统中的应用。

[0003] PWM调制(脉冲宽度调制)方法是实现无刷直流电机换相转矩波动抑制的常用方法之一，其关键在于维持非换相相电流的平稳，进而实现换相转矩波动抑制。现有PWM调制方法包括如下两类：(1)将电机的转速划分为高速区间与低速区间，不同的转速区间在换相阶段采用不同的两相PWM调制方式,然而当电机运行于高、低速切换点附近，转速的波动会造成调制方式的频繁切换，从而可能会降低系统的稳定性。(2)全速范围的换相阶段由两相PWM调制方式切换为三相PWM调制方式，但是调制方式的切换会使得调制器设计复杂。同时由于三相逆变桥输入电压的限制，PWM调制方法无法有效抑制高速区间尤其是额定工况下的换相转矩波动。

[0004] 为有效抑制高速区间的换相转矩波动，可通过添加前级DC-DC变换器(直流-直流变流电路)升高换相阶段三相逆变桥输入电压，来维持非换相相电流的平稳。若从换相起始时刻DC-DC变换器开始调压，变换器动态响应速度无法满足要求，换相阶段需要的电压无法得到保障。为快速改变三相逆变桥输入电压，通过辅助设置DC-DC变换器调节输出期望的换相阶段电压，检测到换相信号时通过开关选择电路接入，有效抑制换相转矩波动。但是辅助设置的DC-DC变换器在换相开始时接入，仅在换相阶段向无刷直流电机提供能量，变换器的利用率较低。

[0005] 随着电力电子技术的发展，DC-DC变换器的种类与数量也在不断的增加。其中以Buck-Boost变换器(升降压斩波电路)与Cuk变换器为例，其输出电压与输入电压极性相反，都具有三种输出模式(降压模式，升压模式，升降压模式)，不同的输出模式具有相同的工作原理，但具有不同的输出电压,这为升高三相逆变桥输入电压提供了可能，提高了变换器的利用率。

[0006] 已有的换相转矩波动抑制方法依然存在一些问题：不同转速区间调制方式的切换降低了系统的稳定性，换相阶段与非换相阶段调制方式的切换复杂了调制器的设计，提供的DC-DC变换器仅在换相阶段向无刷直流电机提供能量，其利用率较低。

发明内容

[0007] 为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，通过设计模式选择电路，换相阶段与非换相阶段切换DC-DC变换器的输出模式。换相阶段由升压模式下的DC-DC变换器向无刷直流电机提供能量，升高三相逆变桥输入电压，满足换相阶段的电压需求，通过维持非换相相电流的平稳实现了全速范围的换相转矩波动抑制。非换相阶段由升降压模式下的DC-DC变换器向无刷直流电机提供能量，采用PAM调制(脉冲幅度调制)方法调节三相逆变桥输入电压，三相逆变桥采取恒通方式，不进行斩波。简化了调制方式的程序设计，降低了三相逆变桥开通关断带来的高频干扰，拓展了DC-DC变换器的利用率。

[0008] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

[0009] 一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，涉及直流电源、DC-DC变换器、无刷直流电机、三相逆变桥、模式选择电路和控制器，通过设计模式选择电路，切换DC-DC变换器的输出模式，换相阶段与非换相阶段由DC-DC变换器的不同输出模式为无刷直流电机提供能量，包括以下步骤：

[0010] (1)将无刷直流电机的每个电周期分为六个霍尔周期，将每个霍尔周期分为换相阶段与非换相阶段，通过霍尔位置信号与相电流判定所述无刷直流电机运行在换相阶段还是非换相阶段；

[0011] (2)当所述无刷直流电机运行在非换相阶段，通过所述模式选择电路切换，由升降压模式下的DC-DC变换器为无刷直流电机提供能量，通过脉冲幅度调制调节三相逆变桥输入电压；

[0012] (3)非换相阶段采用升降压模式下的DC-DC变换器调节三相逆变桥输入电压，三相逆变桥功率管采取恒通方式，不进行PWM斩波；

[0013] (4)当所述无刷直流电机运行在换相阶段，通过所述模式选择电路切换，由升压模式下的DC-DC变换器为无刷直流电机提供能量，升高三相逆变桥输入电压；

[0014] (5)换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管，维持非换相相电流的平稳，实现无刷直流电机的换相转矩波动抑制。

[0015] 所述无刷直流电机采用两相导通的三相六步驱动方式，在每一步驱动中，只有两相绕组导通，第三相绕组处于悬空状态。

[0016] 步骤(2)和步骤(3)中非换相阶段下的三相逆变桥输入电压为

[0017]

[0018] 式中，Uin为三相逆变桥输入电压，Uout1为升降压模式下DC-DC变换器的输出电压，dc为作用于DC-DC变换器的占空比，Udc为供电电源电压，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流，E为梯形波反电势幅值。

[0019] 步骤(4)中：

[0020] 当检测到霍尔位置信号发生跳变时，换相开始，通过所述模式选择电路切换DC-DC变换器的输出模式，由升压模式下的DC-DC变换器向无刷直流电机提供能量；升压模式下作用于DC-DC变换器功率管的占空比dc采用换相前一个调制周期的值，并作用于整个换相阶段，以维持输出电压的稳定，升高换相阶段的三相逆变桥输入电压；此时三相逆变桥输入电压为

[0021]

[0022] 式中，Uin为三相逆变桥输入电压，Uout1为升降压模式下DC-DC变换器的输出电压，Uout2为升压模式下DC-DC变换器的输出电压，Udc为供电电源电压，dc为作用于DC-DC变换器的占空比，E为梯形波反电势幅值，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流。

[0023] 步骤(5)所述的换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管的占空比计算为：

[0024] 升压模式下的DC-DC变换器输出电压大于换相阶段所要求的三相逆变桥输入电压，为维持非换相相电流的平稳，换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管；换相阶段无刷直流电机中性点电压平均值UNo为

[0025]

[0026] 非换相相电流变化率平均值 为

[0027]

[0028] 式中，L为无刷直流电机的相电感，令上式非换相相电流变化率平均值 为零，维持非换相相电流平稳，可得换相阶段作用于非换相相功率管的占空比d为

[0029]

[0030] 当检测到关断相电流为零时，结束换相，电路重新进入非换相阶段；

[0031] 以上各式中：Uin为三相逆变桥输入电压，Udc为供电电源电压，E为梯形波反电势幅值，R为无刷直流电机的相电阻，in为非换相相电流。

[0032] 与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

[0033] (1)通过设计模式选择电路使DC-DC变换器工作在不同的输出模式，得到两种不同的三相逆变桥输入电压，为换相阶段的三相逆变桥输入电压快速升高提供可能，满足了换相阶段的电压需求，通过维持非换相相电流的平稳，实现了全速范围的换相转矩波动抑制。

[0034] (2)提出的方法全速范围内无需切换调制方式，避免了高低速切换带来的不稳定，提高了系统的稳定性，简化了调制方式的程序设计，控制简单，易于实现。

[0035] (3)三相逆变桥非换相阶段无需斩波，降低了三相逆变桥功率管开通、关断带来的电压尖峰损伤电机绕组，降低了三相逆变桥的开关损耗，提高了DC-DC变换器的利用率。

附图说明

[0036] 图1为无刷直流电机换相转矩波动抑制方法实施例的原理图。

[0037] 图2(a)和图2(b)为所设计的模式选择电路切换图。

[0038] 图3(a)和图3(b)为换相阶段三相定子绕组电流流向图。

[0039] 图4为无刷直流电机换相转矩波动抑制方法调制示意图。

具体实施方式

[0040] 下面结合附图对本发明作进一步的描述：

[0041] 本发明的原理图如图1所示，该系统由直流电源、DC-DC变换器、无刷直流电机、三相逆变桥、模式选择电路、控制器这六部分组成，其中直流电源、无刷直流电机和三相逆变桥与常见的无刷直流电机驱动系统中使用的模块相同。DC-DC变换器输出电压与输入电压极性相反，且其与模式选择电路设置在电源和三相逆变桥之间，DC-DC变换器的输入是直流电源电压Udc，DC-DC变换器的输出电压Uin作为三相逆变桥的输入，模式选择电路设置的目的是切换DC-DC变换器的输出模式。

[0042] 如图2(a)和图2(b)所示是一种采用Cuk变换器实现换相转矩波动抑制的实施例，以下简称实施例1。实施例1中的DC-DC变换器为常见的Cuk变换器，该变换器由电容C1和C2，电感L1和L2，以及一个二极管D9与MOS管T7构成。实施例1的三相逆变桥由T1～T6六个MOS管和D1～D6六个反并联二极管构成。ia、ib、ic为a、b、c三相的相电流，二极管D8与MOS管Tc构成模式选择电路。

[0043] 控制器包括Cuk变换器的输出模式切换控制，非换相阶段Cuk变换器的电压控制，换相阶段的非换相相电流稳定策略以及检测模块四部分组成。Cuk变换器的输出切换控制由模式选择电路实现，用于快速改变三相逆变桥输入电压，满足换相阶段的电压需求。非换相阶段Cuk变换器的电压控制采用转速-电流双闭环控制，调节三相逆变桥输入电压满足电机的调速要求。换相阶段的非换相相电流稳定策略用于维持非换相相电流的平稳，进而实现无刷直流电机的换相转矩波动抑制。检测模块用于判别换相的开始与结束，当检测到霍尔位置信号发生跳变时换相开始，检测到关断相电流为零时换相结束。

[0044] 通过图1所示的模式选择电路来切换Cuk变换器的输出模式。模式选择电路由功率管Tc与二极管D8构成，Tc与D8处于互补导通状态，通过Tc的通、断可使Cuk变换器工作在不同的输出模式，两种输出模式均为无刷直流电机提供能量，且具有相同的工作原理，得到两种不同的三相逆变桥输入电压Uin，升压模式下的Cuk变换器输出电压始终大于供电电源电压Udc,这为升高三相逆变桥输入电压提供了可能。在非换相阶段令Cuk变换器工作在升降压模式，换相阶段Cuk变换器工作在升压模式。

[0045] 非换相阶段工作模式：功率管Tc关断，如图2(a)所示，此时Cuk变换器工作在升降压模式。PI速度控制器的给定n*由上位机给定，转速由霍尔位置信号计算，作为速度控制器的反馈。PI电流控制器的给定由PI速度环输出，采样非换相相电流in作为电流控制器的反馈。PI电流控制器输出占空比dc作用于Cuk变换器的功率管T7，实现了三相逆变桥输入电压的控制。在两两导通的三相六步驱动方式下，三相逆变桥不进行斩波，非换相阶段导通两相线电压为

[0046]

[0047] 式中，upo为正向导通相端电压，uno为负向导通相端电压，in为非换相相电流，R,L分别为电机相电阻与相电感，E为梯形波反电势幅值。由于通过PAM调制调节三相逆变桥输入电压，相电感的平均电压为0，非换相阶段三相逆变桥输入电压Uin为

[0048]

[0049] 式中，Uin为三相逆变桥输入电压，Uout1为升降压模式下Cuk变换器的输出电压，dc为作用于Cuk变换器的占空比，Udc为供电电源电压。

[0050] 为了抑制换相转矩波动，当检测到霍尔位置信号发生跳变时，换相开始，将模式选择电路中的功率管Tc开通，由升压模式下的Cuk变换器向无刷直流电机提供能量。升压模式下Cuk变换器功率管T7的占空比dc采用换相前一个调制周期的值，并作用于整个换相阶段，以维持输出电压的稳定。如图2(b)所示，三相逆变桥输入电压为

[0051]

[0052] 式中，Uout2为升压模式下Cuk变换器的输出电压。

[0053] 升压模式下的Cuk变换器输出电压大于换相阶段所要求的三相逆变桥输入电压，为维持非换相相电流的平稳，换相阶段将PWM调制作用于非换相相功率管。不失一般性，以a+c-→b+c-换相为例，如图3(a)和图3(b)所示，关断相电流通过二极管D4续流，开通相功率管T3导通，PWM调制作用于非换相相功率管T2。忽略续流二极管导通压降，在一个调制周期内，换相阶段无刷直流电机端电压方程为

[0054]

[0055] 式中，d为换相阶段作用于T2的占空比，UNo为电机中性点电压平均值。

[0056] 将上式即无刷直流电机端电压方程中的三式相加，并考虑ia+ib+ic＝0，得到换相阶段电机中性点电压平均值为

[0057]

[0058] 由上述分析可知，非换相相电流变化率平均值为

[0059]

[0060] 令上式为零来维持非换相相电流平稳，实现换相转矩波动抑制，可得[0061]

[0062] 式中,Udc为供电电源电压。当检测到关断相电流为零时，结束换相，模式选择电路功率管Tc关断，电路重新进入非换相阶段。

[0063] 图4为发明提出的换相转矩波动抑制方法调制示意图。非换相阶段功率管Tc关断，Cuk变换器工作在升降压模式，通过转速-电流双闭环控制来调节三相逆变桥输入电压实现电机的调速要求，三相逆变桥无需进行斩波。当检测到换相信号时，将功率管Tc开通，Cuk变换器工作在升压模式，此时三相逆变桥输入电压满足换相阶段的电压要求，占空比d作用于三相逆变桥的非换相相功率管，维持非换相相电流的平稳。当检测到关断相电流为零时，结束换相，功率管Tc关断，占空比d不再作用于非换相相功率管，电路重新进入非换相阶段。通过上述步骤实现了无刷直流电机的换相转矩波动抑制，同时提高了变换器的利用率。

[0064] 本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。