一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统转让专利
申请号 : CN201611140426.2
文献号 : CN106532845B
文献日 : 2019-03-01
发明人 : 曲小慧 , 储海军
申请人 : 东南大学
摘要 :
本发明涉及一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统，提供电池充电过程中所需要的先恒流和后恒压输出。本发明提出SS/S‑LCL和LCL‑LCL/LCL‑S两种新型复合拓扑结构，分别包括高频全桥逆变电路、原边补偿网络、松耦合变压器、副边补偿网路、恒流‑恒压切换网络、全桥整流滤波电路。本发明利用电路本质特性，使其在特定频率下实现与负载无关的恒流或恒压，通过恒流‑恒压切换网络实现两种模式转换，并且同时实现电路近似零无功环流和开关器件的软开关，提高效率，减少器件应力。恒流‑恒压切换网络放置在副边，可避免无线充电系统的发射端与接收端之间的复杂通信，简化控制，提高可靠性。
权利要求 :
1.一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统，包括：高频全桥逆变电路(1)、原边补偿网络(2)、松耦合变压器(3)、副边补偿网络(4)、恒流-恒压模式切换网络(5)、全桥整流滤波电路(6)，所述原边补偿网络(2)为原边补偿电容，副边补偿网络(4)包括副边补偿电容以及与松耦合变压器副边自感感值相同的副边附加电感，恒流-恒压模式切换网络(5)包括第一开关、第二开关及第三开关，所述原边补偿电容一极与高频全桥逆变电路(1)的一桥臂中点连接，原边补偿电容另一极与松耦合变压器(3)原边绕组的一端连接，松耦合变压器(3)原边绕组另一端与高频全桥逆变电路(1)的另一桥臂中点连接，副边附加电感的一端、副边补偿电容的一极均与松耦合变压器(3)副边绕组的一端相连接，副边附加电感的另一端与第二开关的一端连接，第一开关的一端和第三开关的一端均与副边补偿电容的另一极相连接，第一开关的另一端和第二开关的另一端并接后与全桥整流滤波电路(6)的一桥臂中点连接，第三开关的另一端与松耦合变压器(3)副边绕组的另一端、全桥整流滤波电路(6)另一桥臂的中点相连接，原边补偿电容、副边补偿电容的参数按照 选取，ω为系统工作的角频率，CP为原边补偿电容的容值，CS为副边补偿电容的容值，LP为松耦合变压器原边自感的感值，LS为松耦合变压器副边自感的感值。
2.根据权利要求1所述一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统，其特征在于，系统工作在SS恒流模式下时，输入阻抗ZIN为： 呈纯阻性，输出电流IBAT为：系统工作在S-LCL恒压模式下时，输入阻抗ZIN为： 呈纯阻性，输出电压值VBAT为：
其中，VIN为高频全桥逆变电路(1)输入端的直流电压，D为占空比，M为松耦合变压器原副边绕组的互感值，R为电池等效电阻。
说明书 :
一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统
技术领域
[0001] 本发明公开了一种副边复合式补偿网络的电池无线充电系统，涉及电池无线充电技术，适用于电动汽车和医疗器械等电池无线充电场合。
背景技术
[0002] 无线充电技术是以电磁场为媒介，通过电磁理论传输电能的一种新兴技术。由于供电端和受电端之间没有电气和机械连接，使用方便，安全可靠，因此，无线充电技术有极大的应用前景。
[0003] 电池充电通常包括恒流充电和恒压充电两个阶段，因此无线充电系统需向电池提供其所需的恒流和恒压输出。无线充电系统中采用的松耦合变压器，耦合系数低，漏感值大，在电路中不可避免地产生无功环流，增加了器件应力和损耗，因此需要补偿其无功能量，一般采用电容来补偿变压器漏感产生的无功能量。在整个电池充电过程中，电池的等效负载在一个很大的范围内变化，在宽的负载范围内实现所需的恒流或恒压，并且保证零无功能量或零输入相位角(Zero Phase Angle,ZPA)，通常采用控制手段，但恒频脉宽调制(PWM)和变频控制通过调节占空比或频率只能实现一个控制目标，例如实现零无功能量，其恒流或恒压输出依靠后级变换器来调节，增加了电路的成本和体积。因此，很多研究采用补偿电路本身特性来兼顾以上两个目标，例如，在特定工作频率下，串串(SS)和并并(PP)同时实现输出与负载无关的恒流和输入ZPA，而串并(SP)和并串(PS)可以同时实现输出与负载无关的恒压和输入ZPA，因此，充电系统可工作在定频状态，简化控制。其中，PP和PS结构需要电流源供电，通常采用电压源串联电感实现电流源输入，因此PP和PS结构亦被称为LCL-P和LCL-S结构。
[0004] 但单个拓扑结构无法满足先恒流后恒压输出的要求，因此以上四种基本补偿网络可进行组合，通过切换开关实现恒流与恒压模式的切换。组合后的SS/SP、SS/PS、PP/SP和PP/PS均有可能实现先恒流后恒压的输出。为减少补偿器件和切换开关的个数，具有相同的补偿参数和谐振频率的网络可优化组合，因此，四种基本补偿网络的组合只有SS/PS和PP/SP两种复合式结构具有相同的谐振频率和补偿参数，不需要额外增加谐振器件，可同时实现恒流或恒压输出与无功全补偿，但模式切换开关均在原边供电侧，因此模式开关的控制需通过发射端与接收端之间的通信系统进行信号传输，控制相对复杂，可靠性低。另外两种复合结构SS/SP和PP/PS，其模式开关均在副边，避免了发射端与接收端之间的复杂通信，但补偿频率和参数并不完全相同，因此需增加额外补偿器件才能同时实现恒流或恒压输出与无功全补偿。亦有研究对两种复合结构采用相同的补偿参数，实现恒流或恒压切换，但无法保证在整个工作过程中全补偿无功能量，无功能量增大器件应力，降低传输效率。
[0005] 由以上分析可知，目前可同时实现副边模式切换、近似零无功能量和恒流-恒压输出的复合结构暂时未有。
发明内容
[0006] 发明目的：本发明提出两组复合式副边补偿网络的电池无线充电系统：SS/S-LCL和LCL-LCL/LCL-S复合拓扑结构，通过副边模式转换开关可实现负载所需的恒流-恒压输出，并且同时实现系统的无功功率近似为零和开关器件的软开关，解决了恒流-恒压模式切换开关在原边需要增加通信的技术问题，提高了无线充电系统的可靠性，亦解决现有补偿结构实现恒流或恒压的参数与无功全补偿的频率点不一致的技术问题，减少模式开关和补偿器件的个数。
[0007] 技术方案：
[0008] SS/S-LCL充电系统包括依次连接的高频全桥逆变电路1、原边补偿网络2、松耦合变压器3、副边补偿网络4、恒流-恒压模式切换网络5、全桥整流滤波电路6，其中，所述原边补偿网络2对于SS/S-LCL结构而言通过原边补偿电容CP实现，原边补偿电容CP的一端与高频全桥逆变电路1的某一桥臂中点相连，原边补偿电容CP的另一端连接松耦合变压器3的原边绕组的一端，松耦合变压器3原边绕组的另一端与高频全桥逆变电路1的另一桥臂中点相连，所述副边补偿网络4包括：副边附加电感LY和副边补偿电容CS，原边附加电感LX的一端、副边补偿电容CS的一极与松耦合变压器3副边绕组相连，原边附加电感LX的另一端与切换网络中第二开关相连，副边补偿电容CS的另一极与切换网络中第一开关相连，所述恒流-恒压模式切换网络5包括：第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3，第一开关S1的一端接副边补偿电容CS的一极，第一开关S1的另一端、第二开关S2的一端均接全桥整流滤波电路6的某一桥臂中点，第二开关S2的另一端接副边附加电感LY，第三开关S3的一端接松耦合变压器3副边绕组的另一端，第三开关S3的另一端接全桥整流滤波电路6的另一桥臂中点，副边附加电感的感值与松耦合变压器副边自感感值相同。
[0009] 对于LCL-LCL/LCL-S充电系统而言，原边补偿网络2通过原边附加电感LX和补偿电容CP实现，原边附加电感LX一端与高频全桥逆变电路1的某一桥臂中点相连，原边附加电感LX的另一端连接松耦合变压器3原边绕组的一端，松耦合变压器3原边绕组的另一端与高频全桥逆变电路1的另一桥臂中点相连，原边补偿电容CP并联在松耦合变压器3的原边，副边补偿网络4、恒流-恒压模式切换网络5的电路结构与SS/S-LCL充电系统相同。
[0010] 原边附加电感LX与松耦合变压器原边自感LP的电感值相同，副边附加电感LY与松耦合变压器副边自感LS的电感值相同，原边补偿电容CP、副边补偿电容CS按照选取，其中，ω为系统工作的角频率。
[0011] SS/S-LCL在电池充电的恒流阶段，闭合第一开关S1，断开第二开关S2和第三开关S3，电路为SS补偿方式，充电系统进入恒流工作模式，输出与电池负载无关的恒定电流IBAT：输入阻抗ZIN： 在电池充电的恒压阶段，断开
第一开关S1，闭合第二开关S2和第三开关S3，电路拓扑为S-LCL补偿，充电系统进入恒压工作模式，输出与电池负载无关的恒定电压VBAT： 输入阻抗ZIN：
VOpeak为输出电压峰值。
第一开关S1，闭合第二开关S2和第三开关S3，电路拓扑为S-LCL补偿，充电系统进入恒压工作模式，输出与电池负载无关的恒定电压VBAT： 输入阻抗ZIN：
VOpeak为输出电压峰值。
[0012] LCL-LCL/LCL-S在电池充电的恒流阶段，断开第一开关S1，闭合第二开关S2和第三开关S3，电路拓扑结构为LCL-LCL补偿，充电系统进入恒流工作模式，输出与电池负载无关的恒定电流IBAT： 输入阻抗ZIN为： 在电池充电的恒压阶段，闭合第一开关S1，断开第二开关S2和第三开关S3，电路拓扑结构为LCL-S补偿，充电系统进入恒压工作模式，输出与电池负载无关的恒定电压VBAT：
输入阻抗ZIN：
输入阻抗ZIN：
[0013] 以上，IOpeak为交流侧输出电流峰值，VOpeak为交流侧输出电压峰值，VIN为输入的直流电压，D为占空比，M为松耦合变压器原副边绕组的互感值，k为松耦合变压器的耦合系数，R为电池等效电阻。
[0014] 有益效果：
[0015] (1)本发明提出了通过控制副边模式切换开关可直接实现电池恒流或恒压输出的电池无线充电系统，具体涉及SS/S-LCL和LCL-LCL/LCL-S这两种复合拓扑结构，无需增加额外补偿器件，通过定频控制即可简单方便地实现复合拓扑在恒流模式和恒压模式之间的切换，且复合拓扑工作于恒流和恒压模式的参数与无功全补偿的频率点一致，能够弥补现有技术暂无同时实现副边模式切换、近似零无功能量和恒流-恒压输出的复合结构的缺陷。
[0016] (2)副边模式切换开关通过副边信号反馈控制，无需与原边发射端通信，避免了复杂通信，可靠性高。
[0017] (3)在整个充电过程中，变换器输入阻抗近似为纯阻性，避免无功环流，减小器件应力，同时实现开关器件的软开关，提高效率。
附图说明
[0018] 图1是SS/S-LCL的复合拓扑结构；
[0019] 图2是LCL-LCL/LCL-S的复合拓扑结构；
[0020] 图3(a)、图3(b)是两个拓扑整流前后的电流和电压波形图；
[0021] 图4是SS/S-LCL复合拓扑恒流模式下，电池的等效电阻为15Ω时的vgate、vAB、iIN和IBat波形；
[0022] 图5是SS/S-LCL复合拓扑恒流模式下，电池的等效电阻为38Ω时的vgate、vAB、iIN和IBat波形；
[0023] 图6是SS/S-LCL复合拓扑恒压模式下，电池的等效电阻为38Ω时的vgate、vAB、iIN和VBat波形；
[0024] 图7是SS/S-LCL复合拓扑恒压模式下，电池的等效电阻为76Ω时的vgate、vAB、iIN和VBat波形。
[0025] 图8是LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒流模式下，电池的等效电阻为15Ω时的vgate、vAB、iIN和IBat波形；
[0026] 图9是LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒流模式下，电池的等效电阻为38Ω时的vgate、vAB、iIN和IBat波形；
[0027] 图10是LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒压模式下，电池的等效电阻为38Ω时的vgate、vAB、iIN和VBat波形；
[0028] 图11是LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒压模式下，电池的等效电阻为76Ω时的vgate、vAB、iIN和VBat波形。
[0029] 图中标号说明：1为高频全桥逆变电路，2为原边补偿网络，3为松耦合变压器，4为副边补偿网络，5为恒流-恒压模式切换网络，6为全桥整流滤波电路，Q1、Q2、Q3、Q4为第一、第二、第三、第四功率管，S1、S2、S3为第一、第二、第三开关，LX为原边附加电感，LY为副边附加电感，CP为原边补偿电容，CS为副边补偿电容，D1、D2、D3、D4为第一、第二、第三、第四二极管，Co为输出滤波电容。
具体实施方式
[0030] 下面结合附图说明和技术方案对具体的实施步骤进行说明。
[0031] 本发明公开的副边复合式补偿网络的电池无线充电系统，具体有图1所示的SS/S-LCL复合结构和图2所示的LCL-LCL/LCL-S复合结构，包括：高频全桥逆变电路1、原边补偿网络2(图1中为原边补偿电容CP，图2中为原边补偿电容CP和原边附加电感LX)、松耦合变压器3、副边补偿网络4(副边补偿电容CS和副边附加电感LY)、恒流-恒压切换网络5、全桥整流滤波电路6、负载电池7。恒流-恒压模式切换网络5包括：第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3。
高频全桥逆变电路1包括第一、第三功率管Q1、Q3组成的一个桥臂，第二、第四功率管Q2、Q4组成的另一个桥臂，第一、第三功率管Q1、Q3的连接点为桥臂中点A，第二、第四功率管Q2、Q4的连接点为桥臂中点B。全桥整流滤波电路6包括第一、第三二极管D1、D3组成的一个桥臂，第二、第四二极管D2、D4组成的另一桥臂，输出滤波电容Co。对于这两种拓扑结构，系统工作频率ω： LX＝LP，LY＝LS。
高频全桥逆变电路1包括第一、第三功率管Q1、Q3组成的一个桥臂，第二、第四功率管Q2、Q4组成的另一个桥臂，第一、第三功率管Q1、Q3的连接点为桥臂中点A，第二、第四功率管Q2、Q4的连接点为桥臂中点B。全桥整流滤波电路6包括第一、第三二极管D1、D3组成的一个桥臂，第二、第四二极管D2、D4组成的另一桥臂，输出滤波电容Co。对于这两种拓扑结构，系统工作频率ω： LX＝LP，LY＝LS。
[0032] 图1所示的SS/S-LCL结构：当第一开关S1闭合，第二开关S2、第三开关S3断开时，电路处于恒流充电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电流当第一开关S1断开，第二开关S2、第三开关S3闭合时，电路处于恒压充
电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电压 R
为电池等效电阻。
电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电压 R
为电池等效电阻。
[0033] 图2所示的LCL-LCL/LCL-S结构：当第一开关S1断开，第二开关S2、第三开关S3闭合时，电路处于恒流充电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电流 当第一开关S1闭合，第二开关S2、第三开关S3断开时，电路处于
恒压充电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电压
恒压充电状态，输入阻抗ZIN为 输出与电池负载无关的恒定电压
[0034] 电池开始充电时，首先进入恒流充电模式，电流保持在IBAT，同时电压不断上升，直至达到临界电压VBAT，两种复合拓扑整流前后的电流波形如图3(a)所示。此时模式切换开关动作，系统的恒流补偿电路切换到恒压补偿电路，电路进入恒压输出模式，输出电压VBAT，恒压充电阶段，电池电压保持恒定，电流逐渐下降，当电流近似为0时，结束充电，两种复合拓扑整流前后的电压波形如图3(b)所示。
[0035] 图4至图7以SS/S-LCL拓扑为例，验证副边复合式补偿网络的电池无线充电系统的有效性。采用的松耦合变压器耦合系数为0.625，原边自感为24.77uH，副边自感为24.77uH，输入电压VIN为24V，占空比D＝1，由理论计算恒流充电电流为1A，恒压充电电压为38V。设开关频率为200kHz，附加电感值分别与各边自感值相等，原、副边补偿电容CP和CS分别为25.57nF和25.57nF。
[0036] 图4和图5给出了SS/S-LCL复合拓扑恒流模式下，电池等效阻抗分别为15Ω和38Ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vAB、输入电流iIN和输出电流IBat的波形。从图中可以看出，当电池的等效电阻从15Ω变到38Ω时，输出电流保持1A，不随负载发生变化。输入电流iIN和桥臂电压vAB基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于MOSFET开关管实现零电压开关，减少开关损耗。
[0037] 图6和图7给出了SS/S-LCL复合拓扑恒压模式下，电池等效阻抗分别为38Ω和76Ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vAB、输入电流iIN和输出电压VBat的波形。当电池电压上升到38V时，电池的充电模式从恒流充电变为恒压充电。从图中可以看出，电池的等效电阻从38Ω变到76Ω时，输出电压稳定在38V，具有良好的恒压特性。输入电流iIN和桥臂电压vAB基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于MOSFET开关管实现零电压开关，减少开关损耗。
[0038] 图8至图11以LCL-LCL/LCL-S拓扑为例，验证副边复合式补偿网络的电池无线充电系统的有效性。采用与图4至图7相同的变压器，耦合系数为0.625，原边和副边自感均为24.77uH。输入电压VIN为24V，占空比D＝1。由理论计算此时恒流充电电流为0.4A，恒压充电电压为15V。设开关频率为200kHz，，附加电感值分别与各边自感值相等，原、副边补偿电容CP和CS分别为25.57nF和25.57nF。
[0039] 图8和图9给出了LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒流模式下，电池等效阻抗分别为15Ω和38Ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vAB、输入电流iIN和输出电流IBat的波形。从图中可以看出，当电池的等效电阻从15Ω变到38Ω时，输出电流保持0.4A，不随负载发生变化。输入电流iIN和桥臂电压vAB基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于MOSFET开关管实现零电压开关，减少开关损耗。
[0040] 图10和图11给出了LCL-LCL/LCL-S复合拓扑恒压模式下，电池等效阻抗分别为38Ω和76Ω时的驱动信号vgate、桥臂电压vAB、输入电流iIN和输出电压VBat的波形。当电池电压上升到15V时，电池的充电模式从恒流充电变为恒压充电。从图中可以看出，电池的等效电阻从38Ω变到76Ω时，输出电压稳定在15V，具有良好的恒压特性。输入电流iIN和桥臂电压vAB基本同相，有效减少无功能量，输入电流略滞后于桥臂电压，便于MOSFET开关管实现零电压开关，减少开关损耗。