一种三电平逆变器

摘要

本发明公开了一种三电平逆变器，包括：第一直流源、第二直流源、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管以及第六开关管，其中，第一开关管和第四开关管为高速IGBT，第二开关管、第三开关管、第五开关管及第六开关管为低速IGBT。该发明的有益效果为：通过配置不同开关特性参数的IGBT，降低系统损耗，提高逆变器的转换效率；此外，外管使用MOSFET承受主要的开关损耗，从而提高了开关速度，降低了开关损耗，通过附加二极管解决MOSFET自带体二极管反向恢复特性较差的问题。

权利要求

1.一种三电平逆变器，其特征在于，包括：

第一直流源；

第二直流源，其正极与所述第一直流源的负极连接作为第一节点；

第一开关管，所述第一开关管为高速IGBT，其集电极与所述第一直流源的正极连接作为第二节点；

第二开关管，所述第二开关管为低速IGBT，其集电极与所述第一开关管的发射极连接作为第三节点；

第三开关管，所述第三开关管为低速IGBT，其集电极与所述第二开关管的发射极连接作为第四节点；

第四开关管，所述第四开关管为高速IGBT，其集电极与所述第三开关管的发射极连接作为第五节点，其发射极与所述第二直流源的负极连接作为第六节点；

第五开关管，所述第五开关管为低速IGBT，其集电极连接于所述第三节点，其发射极连接于所述第一节点；

第六开关管，所述第六开关管为低速IGBT，其集电极连接于所述第一节点，其发射极连接于所述第五节点；所述高速IGBT的开关特性参数不同于所述低速IGBT的开关特性参数；

第一二极管，其阴极连接于所述第一开关管的集电极，其阳极连接于所述第一开关管的发射极；

第二二极管，其阴极连接于所述第二开关管的集电极，其阳极连接于所述第二开关管的发射极；

第三二极管，其阴极连接于所述第三开关管的集电极，其阳极连接于所述第三开关管的发射极；

第四二极管，其阴极连接于所述第四开关管的集电极，其阳极连接于所述第四开关管的发射极；

第五二极管，其阴极连接于所述第五开关管的集电极，其阳极连接于所述第五开关管的发射极；

第六二极管，其阴极连接于所述第六开关管的集电极，其阳极连接于所述第六开关管的发射极。

2.根据权利要求1所述的三电平逆变器，其特征在于，所述开关特性参数包括关断损耗、开通损耗、关断时间以及开通时间。

3.根据权利要求2所述的三电平逆变器，其特征在于，所述高速IGBT的关断损耗小于所述低速IGBT的关断损耗和/或高速IGBT的开通损耗小于所述低速IGBT的开通损耗和/或高速IGBT的关断时间小于所述低速IGBT的关断时间和/或高速IGBT的开通时间小于所述低速IGBT的开通时间。

4.根据权利要求2所述的三电平逆变器，其特征在于，所述高速IGBT的关断损耗小于所述低速IGBT的关断损耗和高速IGBT的开通损耗大于所述低速IGBT的开通损耗。

5.一种三电平逆变器，其特征在于，包括：

第一直流源；

第二直流源，其正极与所述第一直流源的负极连接作为第一节点；

第一开关管，所述第一开关管为MOSFET，其集电极与所述第一直流源的正极连接作为第二节点；

第二开关管，所述第二开关管为IGBT，其集电极与所述第一开关管的发射极连接作为第三节点；

第三开关管，所述第三开关管为IGBT，其集电极与所述第二开关管的发射极连接作为第四节点；

第四开关管，所述第四开关管为MOSFET，其集电极与所述第三开关管的发射极连接作为第五节点，其发射极与所述第二直流源的负极连接作为第六节点；

第五开关管，所述第五开关管为IGBT，其集电极连接于所述第三节点，其发射极连接于所述第一节点；

第六开关管，所述第六开关管为IGBT，其集电极连接于所述第一节点，其发射极连接于所述第五节点；

第一二极管，其阴极连接于所述第二节点，其阳极连接于所述第四节点；

第二二极管，其阴极连接于所述第四节点，其阳极连接于所述第六节点；

第三二极管，其阴极连接于所述第一开关管的集电极，其阳极连接于所述第一开关管的发射极；

第四二极管，其阴极连接于所述第二开关管的集电极，其阳极连接于所述第二开关管的发射极；

第五二极管，其阴极连接于所述第三开关管的集电极，其阳极连接于所述第三开关管的发射极；

第六二极管，其阴极连接于所述第四开关管的集电极，其阳极连接于所述第四开关管的发射极；

第七二极管，其阴极连接于所述第五开关管的集电极，其阳极连接于所述第五开关管的发射极；

第八二极管，其阴极连接于所述第六开关管的集电极，其阳极连接于所述第六开关管的发射极。

6.根据权利要求5所述的三电平逆变器，其特征在于，还包括：滤波单元，所述滤波单元的两端分别连接于所述第四节点。

7.根据权利要求6所述的三电平逆变器，其特征在于，所述滤波单元包括电感和电容，所述电感的一端连接于所述第四节点，所述电容的一端连接于所述电感的另一端。

8.根据权利要求7所述的三电平逆变器，其特征在于，还包括：负载电路，其并联于所述电容。

说明书

一种三电平逆变器

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平逆变器。

背景技术

[0002] 随着电力电子技术的不断发展，PWM(Pulse Width Modulation)调制已经逐渐成为主流的电力电子变换器控制方式，在UPS(Uninterruptible Power Supply不间断供电设备)、光伏逆变器、风能变流器以及电机变流器等方面应用越来越广泛。

[0003] 从逆变器输出相电压的电平数量划分为两电平变换器、三电平变换器、五电平变换器以及多电平变换器。从实现的复杂度上，五电平及更多电平的多电平变换器实现起来比较困难，目前业界应用较多的是两电平和三电平逆变器。

[0004] 两电平变换器实现起来比较简单，成本较低，但是由于开关器件要承受整个母线电压应力。因此必须选择耐压等级较高的开关器件，另外开关损耗较大，限制了PWM开关频率的提高，由于两电平输出电压谐波含量较高，导致输出滤波器的体积和损耗都比较大。

[0005] 三电平变换器比两电平变换器输出电平多，开关器件承受的电压应力为两电平的一半，因此可以选择耐压等级较低的开关器件，开关管的开关损耗较低，输出电压的谐波含量低于两电平，因此输出滤波器的体积可以减小。目前常用的是传统二极管箝位三电平逆变器(3Level-Netural Point Clamped 3L-NPC)。

[0006] 传统的二极管中点箝位型三电平拓扑如下图所示：

[0007] 图1传统二极管中点箝位三电平电路拓扑，由于箝位二极管和内层箝位开关器件的存在，每相电路可以输出Vdc/2、0、-Vdc/2三个电平，线电压可以获得5电平的电压输出。

[0008] 图2a-2c是3L-NPC拓扑的开关状态，由图中可知3L-NPC存在唯一的零电平开关状态，根据负载电流的方向，当电流方向为正的时候只能通过上侧中间的开关管和二极管流过电流，当电流方向为负的时候，只能通过下侧的开关管和二极管流过电流。由于电流的方向被负载电流唯一确定，因此输出零电平时的电流是不可控的，这就会导致功率器件的损耗不平衡问题，这是3L-NPC拓扑固有的问题。3L-NPC拓扑开关器件不同条件下损耗分布如下表所示：

[0009] 表1传统二极管箝位三电平拓扑开关器件损耗分布

[0010]  功率因数 调制比 损耗最大器件
条件1 1 1.15 S1和S2c
条件2 1 0 D11和D12
条件3 -1 1.15 D1和D2c
条件4 -1 0 S1c和S2

[0011] 另外，当输出Vdc/2电平的时候，S1C和S2C串联承受整个母线电压，如果由于器件差异性或其它因素导致两个开关器件不均压，可能会导致一个开关器件承受大于Vdc/2的母线电压或更高，严重时会使器件两端电压过高导致过压损坏，特别是在高压应用的场合，要增加辅助的均压电路，增加了系统成本。

[0012] 在传统3L-NPC电路中的箝位二极管上并联有源可控器件而构成的有源中点箝位三电平(3L-ANPC)变换器拓扑，如图3所示。这种拓扑可以从根本上解决在二极管箝位多电平拓扑中，由于内层开关器件是间接箝位导致内外层开关器件阻断电压不相等的问题。但这种拓扑结构最大的优点是可以有效地改善NPC电路中开关器件功耗不平衡问题。

[0013] 图4a-4d是3L-ANPC的开关状态图，由于二极管并联了有源器件，输出0电平可以通过0U实现，也可以通过0L实现，可切换的0电平开关状态对于功率器件的损耗平衡非常有益，当输出电平Vdc/2时，开关管器件S1、S1c和S2c同时开通，S2c虽然对输出电平没有影响，但是S2c将开关器件S3c箝位到Vdc/2，这样对于器件阻断电压的平均分配非常有利，可以去掉3L-NPC拓扑中的辅助钧压电路。

[0014] 上述的三电平逆变器拓扑在电力电子领域已经被广泛的应用。拓扑中的开关器件应用最广泛的三电平逆变器中采用绝缘栅双极性晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)但IGBT的缺点是开关速度慢、损耗大，因此PWM开关频率的提高受到限制。另外也有一些厂商的三电平逆变器拓扑采用金属氧化物场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)作为开关器件，但由于MOSFET内部寄生二极管的反向恢复特性非常差，在电流通过寄生二极管续流时，会导致相关的电气问题，进而影响产品的可靠性。如果采用IGBT和MOSFET混合的方式，将3L-NPC的S1和S4或3L-ANPC的S1和S3c采用MOSFET，其它器件采用IGBT的方式实现，那么可以发挥各自开关器件的优点，但是仍然存在MOSFET体二极管反向恢复带来的电气问题，因此如何能够提高3L-NPC或3L-ANPC的效率仍然是非常关键的技术问题。

发明内容

[0015] 本发明要解决的技术问题在于，针对上述3L-NPC或3L-ANPC效率低的问题，提供一种三电平逆变器。

[0016] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

[0017] 一方面，构造一种三电平逆变器，包括：

[0018] 第一直流源；

[0019] 第二直流源，其正极与所述第一直流源的负极连接作为第一节点；

[0020] 第一开关管，所述第一开关管为高速IGBT，其集电极与所述第一直流源的正极连接作为第二节点；

[0021] 第二开关管，所述第二开关管为低速IGBT，其集电极与所述第一开关管的发射极连接作为第三节点；

[0022] 第三开关管，所述第三开关管为低速IGBT，其集电极与所述第二开关管的发射极连接作为第四节点；

[0023] 第四开关管，所述第四开关管为高速IGBT，其集电极与所述第三开关管的发射极连接作为第五节点，其发射极与所述第二直流源的负极连接作为第六节点；

[0024] 第五开关管，所述第五开关管为低速IGBT，其集电极连接于所述第三节点，其发射极连接于所述第一节点；

[0025] 第六开关管，所述第六开关管为低速IGBT，其集电极连接于所述第一节点，其发射极连接于所述第五节点；

[0026] 所述高速IGBT的开关特性参数不同于所述低速IGBT的开关特性参数。

[0027] 在本发明所述的三电平逆变器中，所述开关特性参数包括关断损耗、开通损耗、关断时间以及开通时间。

[0028] 在本发明所述的三电平逆变器中，所述高速IGBT的关断损耗小于所述低速IGBT的关断损耗和/或高速IGBT的开通损耗小于所述低速IGBT的开通损耗和/或高速IGBT的关断时间小于所述低速IGBT的关断时间和/或高速IGBT的开通时间小于所述低速IGBT的开通时间。

[0029] 在本发明所述的三电平逆变器中，所述高速IGBT的关断损耗小于所述低速IGBT的关断损耗和高速IGBT的开通损耗大于所述低速IGBT的开通损耗。

[0030] 在本发明所述的三电平逆变器中，还包括：

[0031] 第一二极管，其阴极连接于所述第一开关管的集电极，其阳极连接于所述第一开关管的发射极；

[0032] 第二二极管，其阴极连接于所述第二开关管的集电极，其阳极连接于所述第二开关管的发射极；

[0033] 第三二极管，其阴极连接于所述第三开关管的集电极，其阳极连接于所述第三开关管的发射极；

[0034] 第四二极管，其阴极连接于所述第四开关管的集电极，其阳极连接于所述第四开关管的发射极；

[0035] 第五二极管，其阴极连接于所述第五开关管的集电极，其阳极连接于所述第五开关管的发射极；

[0036] 第六二极管，其阴极连接于所述第六开关管的集电极，其阳极连接于所述第六开关管的发射极。

[0037] 另一方面，提供另一种三电平逆变器，包括：

[0038] 第一直流源；

[0039] 第二直流源，其正极与所述第一直流源的负极连接作为第一节点；

[0040] 第一开关管，所述第一开关管为MOSFET，其集电极与所述第一直流源的正极连接作为第二节点；

[0041] 第二开关管，所述第二开关管为IGBT，其集电极与所述第一开关管的发射极连接作为第三节点；

[0042] 第三开关管，所述第三开关管为IGBT，其集电极与所述第二开关管的发射极连接作为第四节点；

[0043] 第四开关管，所述第四开关管为MOSFET，其集电极与所述第三开关管的发射极连接作为第五节点，其发射极与所述第二直流源的负极连接作为第六节点；

[0044] 第五开关管，所述第五开关管为IGBT，其集电极连接于所述第三节点，其发射极连接于所述第一节点；

[0045] 第六开关管，所述第六开关管为IGBT，其集电极连接于所述第一节点，其发射极连接于所述第五节点；

[0046] 第一二极管，其阴极连接于所述第二节点，其阳极连接于所述第四节点；

[0047] 第二二极管，其阴极连接于所述第四节点，其阳极连接于所述第六节点。

[0048] 在本发明所述的三电平逆变器中，还包括：

[0049] 第三二极管，其阴极连接于所述第一开关管的集电极，其阳极连接于所述第一开关管的发射极；

[0050] 第四二极管，其阴极连接于所述第二开关管的集电极，其阳极连接于所述第二开关管的发射极；

[0051] 第五二极管，其阴极连接于所述第三开关管的集电极，其阳极连接于所述第三开关管的发射极；

[0052] 第六二极管，其阴极连接于所述第四开关管的集电极，其阳极连接于所述第四开关管的发射极；

[0053] 第七二极管，其阴极连接于所述第五开关管的集电极，其阳极连接于所述第五开关管的发射极；

[0054] 第八二极管，其阴极连接于所述第六开关管的集电极，其阳极连接于所述第六开关管的发射极。

[0055] 在本发明所述的三电平逆变器中，还包括：

[0056] 滤波单元，所述滤波单元的两端分别连接于所述第四节点。

[0057] 在本发明所述的三电平逆变器中，所述滤波单元包括电感和电容，所述电感的一端连接于所述第四节点，所述电容的一端连接于所述电感的另一端。

[0058] 在本发明所述的三电平逆变器中，还包括：

[0059] 负载电路，其并联于所述电容。

[0060] 上述公开的一种三电平逆变器具有以下有益效果：通过配置不同开关特性参数的IGBT，降低系统损耗，提高逆变器的转换效率；外管使用MOSFET承受主要的开关损耗，从而提高了开关速度，降低了开关损耗，同时在正母线和第四节点D并联二极管D4以及在负母线和第四节点D并联二极管D5，使得电流不通过MOSFET内部的寄生二极管续流，从而避免了由于MOSFET内部寄生二极管的反向恢复特性差导致的相关电气问题，也降低了续流二极管的导通损耗。将原有I型三电平箝位二极管的损耗改为通过开关管和二极管共同分担，降低了器件的热应力。也可以通过调整输出电压正负半周时0电平的输出路径，使损耗均匀分布；同时也实现了所有开关状态，开关器件两端的电压应力均为半个母线电压，避免了现有I型三电平拓扑存在部分开关状态两个开关器件串联承受整个母线电压容易出现器件不均压的问题；通过附加二极管解决MOSFET自带体二极管反向恢复特性较差的问题。

附图说明

[0061] 图1为传统二极管箝位三电平拓扑图；

[0062] 图2a为输出Vdc/2电平的传统二极管箝位三电平拓扑开关状态图；

[0063] 图2b为输出0电平的传统二极管箝位三电平拓扑开关状态图；

[0064] 图2c为输出-Vdc/2电平的传统二极管箝位三电平拓扑开关状态图；

[0065] 图3为传统有源箝位三电平拓扑图；

[0066] 图4a为状态位为State+的有源箝位三电平拓扑开关状态图；

[0067] 图4b为状态位为State0U的有源箝位三电平拓扑开关状态图；

[0068] 图4c为状态位为State0L的有源箝位三电平拓扑开关状态图；

[0069] 图4d为状态位为State-的有源箝位三电平拓扑开关状态图；

[0070] 图5为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑图；

[0071] 图6a为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式图；

[0072] 图6b为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式图；

[0073] 图7为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑图；

[0074] 图8a为本发明另一实施例提供的输出Vdc/2电平的三电平逆变器拓扑开关工作方式图；

[0075] 图8b为本发明另一实施例提供的输出-Vdc/2电平的三电平逆变器拓扑开关工作方式图；

[0076] 图9为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑的四个工作模式示意图；

[0077] 图10a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式的第一状态图；

[0078] 图10b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式的第二状态图；

[0079] 图11a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式的第三状态图；

[0080] 图11b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式的第四状态图；

[0081] 图12a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第三工作模式的第五状态图；

[0082] 图12b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第三工作模式的第六状态图；

[0083] 图13a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第四工作模式的第七状态图；

[0084] 图13b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第四工作模式的第八状态图。

具体实施方式

[0085] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

[0086] 本发明提供了两种三电平逆变器，权衡其中六个开关管的开关速度达到合理值，从而提高逆变器的转换效率。

[0087] 参见图5，图5为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑图，能够提高逆变器的转换效率，以使三电平逆变器的6个开关管的开关速度达到合理的权衡。

[0088] 具体的，该三电平逆变器包括：

[0089] 第一直流源BUS1。

[0090] 第二直流源BUS2，其正极与所述第一直流源BUS1的负极连接作为第一节点a；

[0091] 第一开关管S1，所述第一开关管S1为高速IGBT，其集电极与所述第一直流源BUS1的正极连接作为第二节点b；

[0092] 第二开关管S1c，所述第二开关管S1c为低速IGBT，其集电极与所述第一开关管S1的发射极连接作为第三节点c；

[0093] 第三开关管S3，所述第三开关管S3为低速IGBT，其集电极与所述第二开关管S1c的发射极连接作为第四节点d；

[0094] 第四开关管S3c，所述第四开关管S3c为高速IGBT，其集电极与所述第三开关管S3的发射极连接作为第五节点e，其发射极与所述第二直流源S1c的负极连接作为第六节点f；

[0095] 第五开关管S2，所述第五开关管S2为低速IGBT，其集电极连接于所述第三节点c，其发射极连接于所述第一节点a；

[0096] 第六开关管S2c，所述第六开关管S2c为低速IGBT，其集电极连接于所述第一节点a，其发射极连接于所述第五节点e；

[0097] 第一二极管D1，其阴极连接于所述第一开关管S1的集电极，其阳极连接于所述第一开关管S1的发射极；

[0098] 第二二极管D1c，其阴极连接于所述第二开关管S1c的集电极，其阳极连接于所述第二开关管S1c的发射极；

[0099] 第三二极管D3，其阴极连接于所述第三开关管S3的集电极，其阳极连接于所述第三开关管S3的发射极；

[0100] 第四二极管D3c，其阴极连接于所述第四开关管S3c的集电极，其阳极连接于所述第四开关管S3c的发射极；

[0101] 第五二极管D2，其阴极连接于所述第五开关管S2的集电极，其阳极连接于所述第五开关管S2的发射极；

[0102] 第六二极管D2c，其阴极连接于所述第六开关管S2c的集电极，其阳极连接于所述第六开关管S2c的发射极。

[0103] 所述高速IGBT的开关特性参数不同于所述低速IGBT的开关特性参数。所述开关特性参数包括关断损耗、开通损耗、关断时间以及开通时间。

[0104] 在本方案的IGBT开关器件中，S1和S3c采用的是高速IGBT，由于高速IGBT具有极短的拖尾电流和低关断损耗的特点，可显著降IGBT的关断损耗，而S1c、S2、S3以及S2c采用低速IGBT，由于低速IGBT饱和导通压降较低和关断速度较慢的特点，可降低IGBT S1c、S2、S3以及S2c的导通损耗，从而降低了IGBT的总损耗，提高了逆变器的转换效率。或者，低速IGBT的饱和导通压降低于所述高速IGBT的饱和导通压降，可降低IGBT S2和IGBT S2c的导通损耗，从而降低了IGBT的总损耗，提高了逆变器的转换效率。

[0105] 同时，由于跨接在IGBT S1c和IGBT S3c的续流二极管比MOSFET的体二极管的反向恢复特性好，因此，无需像现有技术外管采用MOSFET的方案对开关管进行复杂的控制，从而能够采用简单的控制方式实现对开关管的控制。

[0106] 另外，由于IGBT的价格比MOSFET低，与采用MOSFET的方案相比，本发明三电平逆变器的成本较低。

[0107] 关于测试IGBT开关速度(即开关特性参数)，IGBT的开关速度的高低可以在相同测试条件下，例如，栅极驱动电路、测试电路和器件结温等条件下，通过比较IGBT的开关特性参数(例如，开关时间和开关损耗等)来区分。例如，高速IGBT的关断损耗小于低速IGBT的关断损耗，或者高速IGBT的开通损耗小于低速IGBT的开通损耗，或者高速IGBT的关断时间小于低速IGBT的关断时间，或者高速IGBT的开通时间小于低速IGBT的开通时间。这里，开通损耗、关断损耗、关断时间、开通时间以及饱和导通压降指IGBT的开关特性参数，即IGBT厂商将IGBT分别接入相同的测试电路进行测试得到的参数，而非IGBT用于本发明的实施例的三电平逆变器之后实测的参数。这些开关特性参数通常可以从IGBT厂商的器件规格书上获得。在比较IGBT的开关特性参数时，如果两个IGBT开关的规格书上的测试条件不同，则可以在实验室搭建相同的测试电路，以便在同等测试条件下，对IGBT的开关特性参数进行比较。

[0108] 本发明对采用上述开关特性参数来限定高速IGBT和低速IGBT不作限定，可以采用开通损耗、关断损耗、关断时间和开通时间中的任何一个或多个的结合来限定高速IGBT和低速IGBT，例如，本发明可以将关断损耗较小且开通损耗较小的IGBT作为高速IGBT，而将关断损耗较大且开通损耗较大的IGBT作为低速IGBT，当然，也可以将将关断损耗较小且开通损耗较大的IGBT作为高速IGBT，而将关断损耗较大且开通损耗较小的IGBT作为低速IGBT。

[0109] 参见图6a-6b，图6a为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式图，图6b为本发明一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式图。定义电感电流的方向：当电感电流从第一节点a经第二节点b流向负载端Load时，定义电感电流为正，反之定义为负。

[0110] 当电压为正半周、电感电流为正，或者电压为负半周、电感电流为负时，外管S1和S3c的损耗包括开关损耗和导通损耗两部分，内管S2和S2c的损耗只有导通损耗，S1c和S3虽然开通和关断，但是无电流流过，不存在开关损耗。以电压为正半周、电感电流为正为例，此时S2常开，S1和S1c互补导通。当S1开通时，电感电流流经S1和S2；当S1关断时，电感电流换流到D1c和S2，因此，外管S1的损耗包括开关损耗和导通损耗，内管S2只有导通损耗，而S3没有电流，不存在开关损耗和导通损耗。

[0111] 在连接阻性负载时，由于外管的关断损耗所占比重较大，因此，使用开关速度较高的S1和S3c可以降低开关损耗；由于内管的开关损耗所占比重极小而导通损耗所占比重较大，因此，内管使用开关速度较低、饱和导通压降较小的S2和S2c可以降低导通损耗。因此，当外管S1和S3c采用高速IGBT，而内管S2和S2c采用低速IGBT时，可以降低外管的开关损耗和内管的导通损耗，从整体上降低了内管和外管的总的损耗，从而提高了逆变器的转换效率。

[0112] IGBT S1和S3c的开通损耗小于IGBT S1c、S3、S2以及S2c的开通损耗也是本发明的一个具体实施例，具体实现方式描述和实施例1基本一致，不在赘述，同理IGBT S1和S3c的开通时间小于IGBT S1c、S3、S2以及S2c的开通时间，IGBT S1和S3c的关断时间小于IGBT S1c、S3、S2以及S2c的关断时间都是本发明的实施例，这里不再赘述。

[0113] 参见图7，图7为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑图，本发明的另一方面，提供另一种三电平逆变器，包括：

[0114] 第一直流源BUS1；

[0115] 第二直流源BUS2，其正极与所述第一直流源BUS1的负极连接作为第一节点a；

[0116] 第一开关管S1，所述第一开关管S1为MOSFET，其集电极与所述第一直流源BUS1的正极连接作为第二节点b；

[0117] 第二开关管S2，所述第二开关管S2为IGBT，其集电极与所述第一开关管S1的发射极连接作为第三节点c；

[0118] 第三开关管S2c，所述第三开关管S2c为IGBT，其集电极与所述第二开关管S2的发射极连接作为第四节点d；

[0119] 第四开关管S3c，所述第四开关管S3c为MOSFET，其集电极与所述第三开关管S2c的发射极连接作为第五节点e，其发射极与所述第二直流源BUS2的负极连接作为第六节点f；

[0120] 第五开关管S1c，所述第五开关管S1c为IGBT，其集电极连接于所述第三节点c，其发射极连接于所述第一节点a；

[0121] 第六开关管S3，所述第六开关管S3为IGBT，其集电极连接于所述第一节点a，其发射极连接于所述第五节点e；

[0122] 第一二极管D4，其阴极连接于所述第二节点b，其阳极连接于所述第四节点d；

[0123] 第二二极管D5，其阴极连接于所述第四节点d，其阳极连接于所述第六节点f。

[0124] 第三二极管D1，其阴极连接于所述第一开关管S1的集电极，其阳极连接于所述第一开关管S1的发射极；

[0125] 第四二极管D2，其阴极连接于所述第二开关管S2的集电极，其阳极连接于所述第二开关管S2的发射极；

[0126] 第五二极管D2c，其阴极连接于所述第三开关管S2c的集电极，其阳极连接于所述第三开关管S2c的发射极；

[0127] 第六二极管D3c，其阴极连接于所述第四开关管S3c的集电极，其阳极连接于所述第四开关管S3c的发射极；

[0128] 第七二极管D1c，其阴极连接于所述第五开关管S1c的集电极，其阳极连接于所述第五开关管S1c的发射极；

[0129] 第八二极管D3，其阴极连接于所述第六开关管S3的集电极，其阳极连接于所述第六开关管S3的发射极。

[0130] 滤波单元1，所述滤波单元1的两端分别连接于所述第四节点d。所述滤波单元包括电感L和电容C，所述电感L的一端连接于所述第四节点d，所述电容C的一端连接于所述电感L的另一端。

[0131] 负载电路Load，其并联于所述电容C。

[0132] 本方案的三电平逆变器可以降低损耗，而且避免了MOSFET内部寄生二极管的反向恢复特性差导致的相关电气问题。本发明逆变器拓扑结构中，S1和S3c采用金属氧化物场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field_Effect Transistor，MOSFET)，S2、S2c、S1c以及S3采用绝缘栅双极性晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)，D4和D5为二极管。

[0133] 参见图8a-8b，图8a为本发明另一实施例提供的输出Vdc/2电平的三电平逆变器拓扑开关工作方式图，图8b为本发明另一实施例提供的输出-Vdc/2电平的三电平逆变器拓扑开关工作方式图，通过图8a-8b的工作方式，可以实现逆变器所有开关器件均承受半个母线电压，不会出现因为器件串联承受整个母线电压而容易出现器件不均压的问题。

[0134] 当逆变器输出Vdc/2电平的时，S1和S2开通的同时，开通S3，开通S3对输出Vdc/2没有作用，但是可以将S3c两端电压箝位到负母线电压，器件两端电压为Vdc/2。S2c也只承受半个母线电压Vdc/2。当输出0电平的时候，开关器件S1c和S2开通的同时，S3c开通，同样可以实现S1和S2c均承受半个母线电压Vdc/2，当输出-Vdc/2的时候原理一致，因此本发明逆变器拓扑不存在开关器件串联承受整个母线电压而容易出现器件不均压的问题，特别是在高压应用的场合，可以省去均压电路，进而简化电路，节省成本。

[0135] 当逆变器输出Vdc/2电平，电流由第四节点d流向正母线时，电流通过二极管而不通过开关器件S1和S2的反并联二极管。

[0136] 由于二极管D4的导通压降低于开关器件反并联二极管D1和D2的导通压降之和，因此电流流过二极管D4，这样可以避免MOSFET内部寄生二极管的反向恢复特性差导致的相关电气问题，同时二极管D4的导通压降低于续流二极管D1和D2的导通压降之和，降低了续流二极管的导通损耗。

[0137] 当输出电压V＞0，电流I＞0和I＜0，输出0电平状态的电流路径不同，当I＞0时候从D1c到S2输出，当电流I＜0的时候，输出电流从D2到S1c输出，和现有的实现方式比较，S1c和D1c共同分担了原来D1c的损耗，同理当V＜0，I＞0和I＜0原理一致。

[0138] 输出电压正半周时，当输出电压V＞0，电流I＞0，输出0电平状态的电流路径可以不同，可以从D1c到S2输出，也可以从D2c到S3输出，和现有的实现方式比较，增加了换流路径，可以实现器件损耗的平均分布。当V＞0，I＜0和V＞0，I＜0原理一致，负半周和正半周原理类似，在此不再赘述。

[0139] 参见图9，图9为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑的四个工作模式示意图；本方案三电平逆变器的具体工作过程包括如图9所示的4个模式，以及8个状态，这4个模式根据输出电压V和输出电流I的正负情况确定，这8个状态根据开关管的导通、关断情况确定，每个模式为其中2个状态之间的转换过程。

[0140] 第一模式mode1的输出电压V为正值且输出电流I也为正值。

[0141] 参见图10a，图10a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式的第一状态图。第一状态为开关管S1、S2以及S3导通，开关管S1c、S2c以及S3c关断，电流从第一节点a处依次通过开关管S1和S2到达第四节点d处，此时S3开通使S3c两端电压被箝位到Vdc/2，S2c和S3c均承受半个母线电压，避免了原来I型三电平逆变器在这个状态时候两个开关器件串联承受整个母线电压会出现两个器件不均压的现象发生。

[0142] 参见图10b，图10b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第一工作模式的第二状态图。第二状态为开关管S1、S2c以及S3关断，开关管S1c、S2以及S3c导通，电流从第一节点a处依次通过开关管D1c和S2到达第四节点d处，S3c开通可以使S1和S2c均承受半个母线电压应力。

[0143] 第二模式Mode2为输出电压V为负值且输出电流I也为正值。

[0144] 参见图11a，图11a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式的第三状态图。第三状态为开关管S1c、S2以及S3c关断，开关管S1、S3以及S2c导通，电流从第一节点a处依次通过开关管S3和二极管D2c到达第四节点d处。

[0145] 参见图11b，图11b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第二工作模式的第四状态图。第四状态为开关管S1、S2以及S3关断，开关管S1c、S2c以及S3c导通，电流从直流电源的负极通过二极管D5到达第四节点d处续流，由于二极管的导通压降小于S2c和S3c反并联二极管的导通压降之和，因此避免了现有技术中场效应晶体管S3c内部寄生体二极管续流导致的电气问题，同时也降低了续流二极管的导通损耗。

[0146] 第三模式Mode3为输出电压V为负值且输出电流I也为负值。

[0147] 参见图12a，图12a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第三工作模式的第五状态图。第五状态为开关管S1c、S2以及S3c关断，开关管S1、S2c以及S3导通，电流从第四节点d处依次通过开关管S2c和D3到达第一节点a处。

[0148] 参见图12b，图12b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第三工作模式的第六状态图。第六状态为开关管S1、S2以及S3关断，开关管S1c、S2c以及S3c导通，电流从第四节点d处依次通过开关管S2c和S3c到达电源负极。同理S1c开通保证S1和S2均承受半个母线电压，避免了现有技术中两个开关器件串联承受整个母线电压出现开关器件不均压现象的发生。

[0149] 第四模式Mode4为输出电压V为正值且输出电流I为负值。

[0150] 参见图13a，图13a为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第四工作模式的第七状态图。第五状态为开关管S1、S2c以及S3关断，开关管S1c、S2以及S3c导通，电流从第四节点d处依次通过二极管D2和开关管S1c到达第一节点a处。

[0151] 参见图13b，图13b为本发明另一实施例提供的三电平逆变器拓扑第四工作模式的第八状态图。第六状态为开关管S1c、S2c以及S3c关断，开关管S1、S2以及S3导通，电流从第四节点d处依次通过二极管D4到达电源负极。由于二极管的导通压降小于S1和S2反并联二极管的导通压降之和，因此避免了现有技术中场效应晶体管S1内部寄生体二极管续流导致的电气问题，同时降低了续流二极管的导通损耗。

[0152] 综上所述，本发明的第一实施例中，IGBT开关器件的S1和S3c采用的是高速IGBT，由于高速IGBT具有极短的拖尾电流和低关断损耗的特点，可显著降IGBT的关断损耗，而S1c、S2、S3以及S2c采用低速IGBT，由于低速IGBT饱和导通压降较低和关断速度较慢的特点，可降低第二IGBT和第三IGBT的导通损耗，从而降低了IGBT的总损耗，提高了逆变器的转换效率。或者，低速IGBT的饱和导通压降低于所述高速IGBT的饱和导通压降，可降低IGBT S2和IGBT S2c的导通损耗，从而降低了IGBT的总损耗，提高了逆变器的转换效率。

[0153] 本发明的第二实施例在现有的3L-ANPC拓扑基础上通过将开关管S1和S3c替换为场效应管MOSFET，即使用MOSFET承受主要的开关损耗，从而提高了开关速度，降低了开关损耗，同时在正母线和第四节点D并联二极管D4以及在负母线和第四节点D并联二极管D5，使得电流不通过MOSFET内部的寄生二极管续流，从而避免了由于MOSFET内部寄生二极管的反向恢复特性差导致的相关电气问题，也降低了续流二极管的导通损耗。也提高逆变器的效率。

[0154] 将原有I型三电平箝位二极管的损耗改为通过开关管和二极管共同分担，降低了器件的热应力。也可以通过调整输出电压正负半周时0电平的输出路径，使损耗均匀分布。

[0155] 同时也实现了所有开关状态，开关器件两端的电压应力均为半个母线电压，避免了现有I型三电平拓扑存在部分开关状态两个开关器件串联承受整个母线电压容易出现器件不均压的问题。

[0156] 上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。