一种定位信号生成方法及装置

摘要

本发明实施例提供了一种定位信号生成方法及装置，方法包括：发送端可以根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得扩频码速率与信息速率的比值；并根据获得的第一扩频码，获得第一扩频码码长；然后根据比值以及第一扩频码码长，获得第一扩频码个数以及第二扩频码码长，进而根据第二扩频码码长以及第一扩频码，生成第二扩频码；进一步的，根据第一扩频码个数、第一扩频码以及第二扩频码，生成目标扩频码，其中目标扩频码码长等于比值；之后利用目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。应用本发明实施例，使得用目标扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度。

权利要求

1.一种定位信号生成方法，其特征在于，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端，所述方法包括：所述发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得所述扩频码速率与所述信息速率的比值；

所述发送端根据获得的第一扩频码，获得所述第一扩频码码长；

所述发送端根据所述比值以及所述第一扩频码码长，获得所述第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，所述第一扩频码个数为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的商，所述第二扩频码码长为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的余数；

所述发送端从所述第一扩频码中截取所述第二扩频码码长个码片，生成第二扩频码；

其中，所述第二扩频码的类型与所述第一扩频码的类型相同，所述第二扩频码码长与所述第一扩频码码长不同；

所述发送端根据第一扩频码个数、所述第一扩频码以及所述第二扩频码，生成目标扩频码，其中，所述目标扩频码码长等于所述比值；

所述发送端利用所述目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：所述发送端将所述定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号；

所述发送端将所述复用信号封装成信号帧发送给接收端，其中，每个信号帧包含至少一个时隙。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：所述接收端将获得的所述定位信号的中频信号转换成数字信号；

所述接收端将所述数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值，其中，所述第一相关值为大于预设阈值的相关值；

所述接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据所述第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值；

针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值，其中，所述目标差值为：所述第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，所述第一扩频码码长与所述第二扩频码码长之差的第一预设值倍；

所述接收端根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件；

如果是，则所述接收端确定捕获到导航电文。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件，包括；

根据所述第一采样时刻，确定初始采样时刻；

获得所述初始采样时刻与预设采样时刻的和值；

将所述和值确定为目标采样时刻；

判断所述目标采样时刻对应的目标相关值是否大于所述噪声门限值；

如果所述目标相关值大于所述噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；

判断所述计数值是否达到预设计数值；

如果判断所述计数值小于预设计数值，则更新所述目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行所述判断所述目标相关值是否大于所述噪声门限值的步骤，直至判断所述计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在如果所述目标相关值大于所述噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和之前，所述方法还包括：如果所述目标相关值小于或等于所述噪声门限值，则将初始采样时刻对应的计数器的计数值重置为预设初始值。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，每个所述初始采样时刻的数量至少为两个，每个初始采样时刻对应一个计数器，所述判断所述计数值是否达到预设计数值，包括：

当至少一个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值达到预设计数值时，判定所述计数值达到预设计数值；

当每个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值都未达到预设计数值时，判定所述计数值未达到预设计数值。

7.一种定位信号生成装置，其特征在于，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端，所述装置包括：第一获得模块，用于所述发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得所述扩频码速率与所述信息速率的比值；

第二获得模块，用于所述发送端根据获得的第一扩频码，获得所述第一扩频码码长；

第三获得模块，用于所述发送端根据所述比值以及所述第一扩频码码长，获得所述第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，所述第一扩频码个数为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的商，所述第二扩频码码长为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的余数；

第一生成模块，用于所述发送端从所述第一扩频码中截取所述第二扩频码码长个码片，生成第二扩频码；其中，所述第二扩频码的类型与所述第一扩频码的类型相同，所述第二扩频码码长与所述第一扩频码码长不同；

第二生成模块，用于所述发送端根据第一扩频码个数、所述第一扩频码以及所述第二扩频码，生成目标扩频码，其中，所述目标扩频码码长等于所述比值；

第三生成模块，用于所述发送端利用所述目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：第四获得模块，用于所述发送端将所述定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号；

发送模块，用于所述发送端将所述复用信号封装成信号帧发送给接收端，其中，每个信号帧包含至少一个时隙。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：转换模块，用于所述接收端将获得的所述定位信号的中频信号转换成数字信号；

第五获得模块，用于所述接收端将所述数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值，其中，所述第一相关值为大于预设阈值的相关值；

第六获得模块，用于所述接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据所述第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值；

第七获得模块，用于针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值，其中，所述目标差值为：所述第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，所述第一扩频码码长与所述第二扩频码码长之差的第一预设值倍；

第一确定模块，用于所述接收端根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件；

第二确定模块，用于在所述第一确定模块的结果为是时，所述接收端确定捕获到导航电文。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述第一确定模块，包括；

第一确定子模块，用于根据所述第一采样时刻，确定初始采样时刻；

获得子模块，用于获得所述初始采样时刻与预设采样时刻的和值；

第二确定子模块，用于将所述和值确定为目标采样时刻；

第一判断子模块，用于判断所述目标采样时刻对应的目标相关值是否大于所述噪声门限值；

第一更新子模块，用于在所述第一判断子模块的结果为是时，更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；

第二判断子模块，用于判断所述计数值是否达到预设计数值；

第二更新子模块，用于在所述第二判断子模块的结果为否时，更新所述目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行所述判断所述目标相关值是否大于所述噪声门限值的步骤，直至判断所述计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

说明书

一种定位信号生成方法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种定位信号生成方法及装置。

背景技术

[0002] 近年来，LBS(Location Based Service，位置服务)已融入我们的日常生活中，GNSS(Global Navigation Satellite System，全球卫星导航系统)是指利用导航卫星，对海洋、地面、空间用户进行定位的一种导航定位技术。全球卫星导航系统发送的定位信号是一种扩频调制信号。扩频调制信号是在发送端用PN(Pseudo-Noise，伪随机)码作为扩频码调制信息码产生的。

[0003] 在全球卫星导航系统GNSS中，一般采用直接序列扩频技术，在发送端用高速率的扩频码去扩展原始的导航电文信号的频谱，在接收端用相同的扩频码进行解扩，从而，把展宽的扩频信号还原成原始导航电文信号。在工程应用中，当扩频码速率与信息速率之比不是伪随机码码长的整数倍时，常采用截短伪随机码的方法来获得新的伪随机码，而被截短的伪随机码破坏了原有伪随机码的平衡性，一旦伪随机码不平衡，其频谱特性将变差，用被截短的伪随机码扩频调制导航电文生成的定位信号不易被捕获，并且，在接收端用相同的被截短的伪随机码进行解扩，由于被截短的伪随机码的自相关性和互相关性降低，进一步使得定位信号不易被捕获，因而导致GNSS定位信号的捕获灵敏度降低。

发明内容

[0004] 本发明实施例的目的在于提供一种定位信号生成方法及装置，以提高对GNSS定位信号的捕获灵敏度。

[0005] 为达到上述目的，本发明实施例提供了一种定位信号生成方法，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端，所述方法包括：

[0006] 所述发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得所述扩频码速率与所述信息速率的比值；

[0007] 所述发送端根据获得的第一扩频码，获得所述第一扩频码码长；

[0008] 所述发送端根据所述比值以及所述第一扩频码码长，获得所述第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，所述第一扩频码个数为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的商，所述第二扩频码码长为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的余数；

[0009] 所述发送端根据所述第二扩频码码长以及所述第一扩频码，生成第二扩频码；

[0010] 所述发送端根据第一扩频码个数、所述第一扩频码以及所述第二扩频码，生成目标扩频码，其中，所述目标扩频码码长等于所述比值；

[0011] 所述发送端利用所述目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

[0012] 可选的，所述方法还包括：

[0013] 所述发送端将所述定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号；

[0014] 所述发送端将所述复用信号封装成信号帧发送给接收端，其中，每个信号帧包含至少一个时隙。

[0015] 可选的，其特征在于，所述方法还包括：

[0016] 所述接收端将获得的所述定位信号的中频信号转换成数字信号；

[0017] 所述接收端将所述数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值，其中，所述第一相关值为大于预设阈值的相关值；

[0018] 所述接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据所述第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值；

[0019] 针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值，其中，所述目标差值为：所述第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，所述第一扩频码码长与所述第二扩频码码长之差的第一预设值倍；

[0020] 所述接收端根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件；

[0021] 如果是，则所述接收端确定捕获到导航电文。

[0022] 可选的，所述根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件，包括；

[0023] 根据所述第一采样时刻，确定初始采样时刻；

[0024] 获得所述初始采样时刻与预设采样时刻的和值；

[0025] 将所述和值确定为目标采样时刻；

[0026] 判断所述目标采样时刻对应的目标相关值是否大于所述噪声门限值；

[0027] 如果所述目标相关值大于所述噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；

[0028] 判断所述计数值是否达到预设计数值；

[0029] 如果判断所述计数值小于预设计数值，则更新所述目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行所述判断所述目标相关值是否大于所述噪声门限值的步骤，直至判断所述计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

[0030] 可选的，在如果所述目标相关值大于所述噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和之前，所述方法还包括：

[0031] 如果所述目标相关值小于或等于所述噪声门限值，则将初始采样时刻对应的计数器的计数值重置为预设初始值。

[0032] 可选的，每个所述初始采样时刻的数量至少为两个，每个初始采样时刻对应一个计数器，

[0033] 所述判断所述计数值是否达到预设计数值，包括：

[0034] 当至少一个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值达到预设计数值时，判定所述计数值达到预设计数值；

[0035] 当每个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值都未达到预设计数值时，判定所述计数值未达到预设计数值。

[0036] 为达到上述目的，本发明实施例还提供了一种定位信号生成装置，其特征在于，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端，所述装置包括：

[0037] 第一获得模块，用于所述发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得所述扩频码速率与所述信息速率的比值；

[0038] 第二获得模块，用于所述发送端根据获得的第一扩频码，获得所述第一扩频码码长；

[0039] 第三获得模块，用于所述发送端根据所述比值以及所述第一扩频码码长，获得所述第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，所述第一扩频码个数为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的商，所述第二扩频码码长为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的余数；

[0040] 第一生成模块，用于所述发送端根据所述第二扩频码码长以及所述第一扩频码，生成第二扩频码；

[0041] 第二生成模块，用于所述发送端根据第一扩频码个数、所述第一扩频码以及所述第二扩频码，生成目标扩频码，其中，所述目标扩频码码长等于所述比值；

[0042] 第三生成模块，用于所述发送端利用所述目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

[0043] 可选的，所述装置还包括：

[0044] 第四获得模块，用于所述发送端将所述定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号；

[0045] 发送模块，用于所述发送端将所述复用信号封装成信号帧发送给接收端，其中，每个信号帧包含至少一个时隙。

[0046] 可选的，所述装置还包括：

[0047] 转换模块，用于所述接收端将获得的所述定位信号的中频信号转换成数字信号；

[0048] 第五获得模块，用于所述接收端将所述数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值，其中，所述第一相关值为大于预设阈值的相关值；

[0049] 第六获得模块，用于所述接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据所述第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值；

[0050] 第七获得模块，用于针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值，其中，所述目标差值为：所述第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，所述第一扩频码码长与所述第二扩频码码长之差的第一预设值倍；

[0051] 第一确定模块，用于所述接收端根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件；

[0052] 第二确定模块，用于在所述第一确定模块的结果为是时，所述接收端确定捕获到导航电文。

[0053] 可选的，所述第一确定模块，包括；

[0054] 第一确定子模块，用于根据所述第一采样时刻，确定初始采样时刻；

[0055] 获得子模块，用于获得所述初始采样时刻与预设采样时刻的和值；

[0056] 第二确定子模块，用于将所述和值确定为目标采样时刻；

[0057] 第一判断子模块，用于判断所述目标采样时刻对应的目标相关值是否大于所述噪声门限值；

[0058] 第一更新子模块，用于在所述第一判断子模块的结果为是时，更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；

[0059] 第二判断子模块，用于判断所述计数值是否达到预设计数值；

[0060] 第二更新子模块，用于在所述第二判断子模块的结果为否时，更新所述目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行所述判断所述目标相关值是否大于所述噪声门限值的步骤；直至判断所述计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

[0061] 可选的，所述第一确定模块还包括：

[0062] 重置子模块，用于在所述第一判断子模块的结果为否时，将初始采样时刻对应的计数器的计数值重置为预设初始值。

[0063] 可选的，每个所述初始采样时刻的数量至少为两个，每个初始采样时刻对应一个计数器，

[0064] 所述第二判断子模块，包括：

[0065] 第一判定单元，用于当至少一个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值达到预设计数值时，判定所述计数值达到预设计数值；

[0066] 第二判定单元，用于当每个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值都未达到预设计数值时，判定所述计数值未达到预设计数值。

[0067] 由上述的技术方案可见，本发明实施例提供的定位信号生成方法及装置，发送端可以根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得扩频码速率与信息速率的比值；并根据获得的第一扩频码，获得第一扩频码码长；然后根据比值以及第一扩频码码长，获得第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，第一扩频码个数为比值除以第一扩频码码长所得到的商，第二扩频码码长为比值除以第一扩频码码长所得到的余数；进而根据第二扩频码码长以及第一扩频码，生成第二扩频码；进一步的，根据第一扩频码个数、第一扩频码以及第二扩频码，生成目标扩频码，其中目标扩频码码长等于比值；之后利用目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。可见，应用本发明实施例，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度。

附图说明

[0068] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

[0069] 图1为本发明实施例提供的一种定位信号生成方法的流程示意图；

[0070] 图2为本发明实施例提供的另一种定位信号生成方法的流程示意图；

[0071] 图3为本发明实施例提供的一种信号帧的结构示意图；

[0072] 图4为本发明实施例提供的再一种定位信号生成方法的流程示意图；

[0073] 图5为现有技术中的一种并行匹配滤波器进行相关运算的示意图；

[0074] 图6为本发明实施例提供的一种相关运算结果的仿真示意图；

[0075] 图7为本发明实施例提供的另一种相关运算结果的仿真示意图；

[0076] 图8为本发明实施例提供的一种定位信号生成装置的结构示意图；

[0077] 图9为本发明实施例提供的又一种定位信号生成装置的结构示意图；

[0078] 图10为本发明实施例提供的再一种定位信号生成装置的结构示意图。

具体实施方式

[0079] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0080] 本发明实施例公开了一种定位信号生成方法及装置，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端，以下分别进行详细说明。

[0081] 参见图1，图1为本发明实施例提供的一种定位信号生成方法的流程示意图，包括如下步骤：

[0082] S101，发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得扩频码速率与信息速率的比值。

[0083] 需要说明的是，扩频码速率是指目标扩频码的传输速率，信息速率是指导航电文的传输速率。在工程应用中，扩频码速率与信息速率是固定的，并且扩频码码长取决于系统的扩频码速率与信息速率的比值，在实际应用中，扩频码速率与信息速率的大小可以根据用户需求事先设定，本发明对此不作限定。具体的设定扩频码速率与信息速率的方法为现有技术，本发明在此不做赘述。

[0084] 示例性，扩频码速率5MHz，信息速率为40Hz，获得扩频码速率与信息速率的比值为12500。

[0085] S102，发送端根据获得的第一扩频码，获得第一扩频码码长。

[0086] 需要说明的是，第一扩频码是一种伪随机码，也称为PN码。伪随机码具有良好的随机性和接近于白噪声的相关函数，并且有预先的可确定性和可重复性。这些特性使得伪随机序列得到了广泛的应用，特别是在CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)系统中作为扩频码。常见的伪随机码包括：Walsh码、Gold码、m序列等。

[0087] 在实际应用中，用户可以预先设定第一扩频码的类型以及第一扩频码码长，第一扩频码设定以后，第一扩频码码长就固定不变，从而发送端可以根据获得的第一扩频码，获得第一扩频码码长。第一扩频码可以是由激励器产生，并传输给发送端。具体的激励器产生扩频码的方法以及将扩频码传输给发送端的方法属于现有技术，本发明在此不再赘述。

[0088] 在实际应用中，第一扩频码的类型以及第一扩频码码长可以根据用户需求设定，本发明对此不作限定。具体的设定第一扩频码的类型以及第一扩频码码长的方法为现有技术，本发明在此不再赘述。

[0089] 示例性的，第一扩频码为Gold码，第一扩频码码长为8191，则发送端根据获得的第一扩频码，获得第一扩频码码长为8191。

[0090] S103，发送端根据比值以及第一扩频码码长，获得第一扩频码个数以及第二扩频码码长。

[0091] 其中，第一扩频码个数为：比值除以第一扩频码码长所得到的商，第二扩频码码长为：比值除以第一扩频码码长所得到的余数。可以理解的是，商和余数都为整数，因此，用第一扩频码个数个的第一扩频码和一个第二扩频码组合而成的扩频码的码长等于该比值。

[0092] 示例性的，比值为12500，第一扩频码码长为8191，比值除以第一扩频码码长所得到的商为15，比值除以第一扩频码码长所得到的余数为2135，则获得第一扩频码个数为15，第二扩频码码长为2135。

[0093] S104，发送端根据第二扩频码码长以及第一扩频码，生成第二扩频码。

[0094] 需要说明的是，第二扩频码与第一扩频码的类型相同，但是码长不同，可以截取第一扩频码的前第二扩频码码长个码片，也可以截取第一扩频码的后第二扩频码码长个码片，还可以从第一扩频码中随机截取第二扩频码码长个码片，以生成第二扩频码。具体的通过截取码片来生成扩频码的方法为现有技术，本发明在此不再赘述。

[0095] 示例性的，第一扩频码为Gold码，第二扩频码码长为2135，则截取Gold码的前2135个码片，从而生成第二扩频码。

[0096] S105，发送端根据第一扩频码个数、第一扩频码以及第二扩频码，生成目标扩频码。

[0097] 可以理解的是，由第一扩频码个数为：比值除以第一扩频码码长所获得的商，第二扩频码码长为：比值除以第一扩频码码长所获得的余数，目标扩频码由第一扩频码和第二扩频码组成，第一扩频码的个数为第一扩频码个数，第二扩频码的个数为1，可见看出，目标扩频码码长等于比值，因此，目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，即目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的1倍，故而目标扩频码不需要被截短，可以直接用来扩频调制导航电文，以生成定位信号。由于目标扩频码未被截短，该扩频码的自相关性和互相关性未被破坏，并且其平衡性也未受影响，其频谱特性依然保持完整，因此，用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获。

[0098] 由于比值是根据获得的扩频码速率以及信息速率确定的，并且扩频码速率由系统时钟频率决定，因此，可以认为是根据系统时钟频率以及信息速率，来获得扩频码速率与信息速率的比值，进而，根据该比值确定目标扩频码码长，可以解决目标扩频码长度受系统时钟频率约束的问题。

[0099] 第一扩频码与第二扩频码组合以生成目标扩频码的方式有多种，可以是先连续排列第一扩频码，然后排列第二扩频码，也可以先排列第二扩频码，然后连续排列第一扩频码，还可以随机排列第一扩频码和第二扩频码，具体的第一扩频码与第二扩频码的排列顺序可以根据用户需求设置，本发明对此不做限定。

[0100] 示例性的，第一扩频码个数为15，则先将15个第一扩频码连续排列，然后在第15个第一扩频码之后排列1个第二扩频码，从而生成目标扩频码。

[0101] S106，发送端利用目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

[0102] 需要说明的是，本发明实施例GNSS利用CDMA技术生成定位信号，基于CDMA的定位信号具有良好的抗噪能力、自相关性，并且能够解决无线通信的选址问题。CDMA是直接序列扩频通信技术的一个应用。本发明实施例在发送端利用目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，从而生成定位信号。导航电文可以由电文盒产生，并传输给发送端。导航电文中至少包含：基站ID、基站坐标、时钟补偿参数、高度辅助信息以及校验信息。具体的电文盒产生导航电文并传输给发送端的方法为现有技术，本发明在此不再赘述。

[0103] 示例性的，发送端利用一个周期的目标扩频码调制1比特导航电文，生成定位信号。

[0104] 可见，应用本发明实施例，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度。

[0105] 可以理解是，目标扩频码的频谱特性未被破坏，可以保证扩频码的互相关性不被破坏，即抗多址能力不被破坏，灵敏度可以反映出GNSS定位信号的抗噪声的能力。

[0106] 参见图2，图2为本发明实施例提供的另一种定位信号生成方法的流程示意图，本发明图2所示实施例在图1所示实施例的基础上，增加S107和S108。

[0107] S107，发送端将定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号。

[0108] 为了提高频率资源利用率，本发明实施例的发送端将定位信号与获得的数据推送信号同频复用，从而获得复用信号。在实际应用中，数据推送信号可以为CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播)信号。CMMB是基于OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)的信号，CMMB信号具有高频谱利用率以及出色的抗多径、抗衰落性能。基于OFDM的CMMB信号与基于CDMA的定位信号同频复用，所获得的复用信号可以称为TC-OFDM(Time&Code Division-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号。

[0109] 需要说明的是，发送端获得数据推送信号的方法可以是：数据推送信号发射机生成CMMB信号，并将CMMB信号推送给发送端。具体的发送端获得数据推送信号的方法可以根据用户需求设计，本发明对此不做限定。

[0110] 在实际应用中，为了不影响接收端对CMMB信号的正常接收，可以设置定位信号中目标扩频码的平均功率低于CMMB信号的平均功率，两者关系可以满足如下公式：

[0111]

[0112] 其中，PCMMB表示CMMB信号的平均功率，PPN表示目标扩频码的平均功率的功率。

[0113] 示例性的，γ取值可以为20dB。

[0114] S108，发送端将复用信号封装成信号帧发送给接收端。

[0115] 在实际应用中，每个信号帧包含至少一个时隙，每个时隙的时间长度固定，可以为25ms、30ms等等，具体的时隙长度可以根据用户需求设定，本发明对此不做限定。每个时隙中包含多个第一扩频码和一个第二扩频码，每个第一扩频码的时间长度相等，第一扩频码和第二扩频码的时间长度固定，可以根据时隙的时间长度以及第一扩频码的个数，确定第一扩频码和第二扩频码的时间长度。具体本发明实施例提供的信号帧的结构示意图可以为图3的所示出的形式。

[0116] 假设，每个信号帧包含n个时隙，每个时隙调制1比特导航电文，则一个信号帧在第n个时隙的信号可以表示成：

[0117]

[0118] 其中，

[0119] 其中，D(t)表示导航电文，sPNx(t)表示叠加在CMMB信号上的第一扩频码，sPNy(t)表示叠加在CMMB信号上的第二扩频码，sCMMB表示CMMB信号，α表示衰减因子，TF表示时隙长度，TL表示第二扩频码的时间长度。

[0120] 可见，应用本发明实施例提供的定位信号生成方法，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度，并且，进一步的，通过基于OFDM的CMMB信号与基于CDMA的定位信号同频复用，提高了频率资源利用率。

[0121] 参见图4，图4为本发明实施例提供的再一种定位信号生成方法的流程示意图，本发明图4所示实施例在图1所示实施例的基础上，增加S109-S114。

[0122] S109，接收端将获得的定位信号的中频信号转换成数字信号。

[0123] 需要说明的是，接收端将获得的定位信号经射频前端下变频和低通滤波处理后，可以得到复信号为：

[0124] rIF(t)＝AIFD(t-τ)c(t-τ)exp{j[2π(fIF+fd)(t-τ)+θIF]}+n(t)[0125] 其中，rIF(t)表示接收端在第t个采样时刻获得的复信号，AIF表示中频信号幅度，τ表示信号从发送端到接收端的传播时延，D(t-τ)表示第(t-τ)个采样时刻的导航电文，c(t-τ)表示第(t-τ)个采样时刻的第一扩频码，fIF表示中频频率，fd表示由多普勒频移和晶振误差引起的中频频偏，θIF是中频初相，n(t)是接收端在第t个采样时刻的噪声信号。

[0126] 接收端采用的射频芯片可以为MTV818，输出零中频复信号，即中频频率fIF为零的复信号。零中频复信号经过ADC转换后，可以得到数字信号：

[0127] i(n)＝aD(n-τ)c(n-τ)sin(2πfdt(n)+θIF)+ni(n)

[0128] q(n)＝aD(n-τ)c(n-τ)cos(2πfdt(n)+θIF)+nq(n)

[0129] 其中，i(n)表示第n个采样时刻的i路数字信号，q(n)表示第n个采样时刻的q路数字信号，a表示权重，ni(n)表示第n个采样时刻的i路噪声信号，nq(n)表示第n个采样时刻的q路噪声信号。

[0130] 接收端可以将获得的定位信号先通过射频模块接收并处理为零中频复信号，然后进行ADC转换将零中频复信号转换为数字信号，进而将数字信号输入FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)进行定位处理。

[0131] 为了提高FPGA的资源利用率，也为减少因非整数倍采样带来的相关值峰值不止一个的情况，可以在接收端将射频模块输出的数字信号进行降采样处理，使数字信号的采样率降为定位信号采样率的1/2、或者1/3、或者1/4等等。在进行降采样处理时，为了避免跨时钟域处理所带来的问题，可以采用平均滤波的方式进行降采样处理，可以用降采样因子表示采样率的变化，例如：采用平均滤波的方式进行降采样处理，并且降采样因子为2，即表示将数字信号的采样率降为定位信号采样率的1/2。

[0132] S110，接收端将数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值。

[0133] 需要说明的是，数字信号可以为i路数字信号和q路数字信号，本发明实施例基于并行匹配滤波器进行定位信号的捕获，接收端将i路数字信号和q路数字信号以一定的采样率输入到并行匹配滤波器中，并以同样的采样率将第一扩频码作为本地码输入该并行匹配滤波器中，例如：将i路数字信号和q路数字信号进行降采样因子为2的降采样处理，得到的采样率为：22kHZ，则第一扩频码作为本地码输入该并行匹配滤波器的采样率同为：22kHZ。从而，可以在并行匹配滤波器中进行如图5所示的相关运算，以获得第一相关值。具体的通过相关运算来获得第一相关值的过程为现有技术，本发明在此不再赘述。

[0134] 示例性的，进行的相关运算可以是非相干积分运算，获得的第一相关值可以包括：最大相关值、次大相关值和第三大相关值。

[0135] 并行匹配滤波器是接收端的一个组成部分，是接收端用来进行相关运算以获得相关值的，并行匹配滤波器的长度与降采样因子、第一扩频码码长有关，并行匹配滤波器的长度可以为：降采样因子*第一扩频码码长，相关运算可以为非相干积分，非相干积分的次数与降采样因子、第一扩频码个数有关，非相干积分的次数可以为：降采样因子*第一扩频码个数+1，一次非相干积分可以获得的相关值个数为：降采样因子*第一扩频码码长。

[0136] 示例性的，降采样因子为2，第一扩频码码长为8191，第一扩频码个数为15，则并行匹配滤波器的长度可以为：2*8191＝16382，进行非相干积分的次数为：2*15+1＝31。

[0137] 在实际应用中，相关运算的计算公式可以为：

[0138]

[0139] 其中，V(n)表示第n个采样时刻的相关值，N表示并行匹配滤波器的长度，a表示信号幅度值，R(τ)表示自相关函数，Tcoh表示积分时间，nI表示I路噪声，nQ表示Q路噪声，τ表示信号从发送端到接收端的传播时延，I(n)表示第n个采用时刻的i路数字信号的相干积分值，Q(n)表示第n个采样时刻的q路数字信号的相干积分值，C(k)表示本地码在并行匹配滤波器的第k个位置的值，in(k)表示第n个采样时刻的i路数字信号在并行匹配滤波器的第k个位置的值，qn(k)表示第n个采样时刻的q路数字信号在并行匹配滤波器的第k个位置的值。

[0140] 在应用本发明实施例的GNSS进行室内定位时，由于GNSS的发送端是固定的，因此，接收端与发送端之间的多普勒频偏有限，并且接收端的晶振精度可以由TCXO(Temperature Compensate X'tal(crystal)Oscillator，温度补偿型石英晶体谐振器)保证。假设接收端运动速度为5m/s，载波频率754MHz，TCXO精度0.1ppm，则最大的频偏fd≤110Hz，Tcoh为1.6ms，sinc2(fdTcoh)对V(n)的影响不超过10％，因此，当自相关函数R(τ)的值最大时，V(n)有最大值，由于当τ＝0时，自相关函数R(τ)的值最大，因此，当τ＝0时，V(n)有最大值。当出现码相位同步时，τ＝0，可以看出，当出现码相位同步时，便会出现相关峰值。

[0141] 根据相关运算的结果，可以获得第一相关值，其中，第一相关值为大于预设阈值的相关值。

[0142] 示例性的，预设阈值为0.9*107，第一扩频为Gold码，码长为8191，第一扩频码个数为15，进行31次非相干积分获得的运算结果的仿真示意图如图6所示，则第一相关值有三个，分别为57378038、66080974、13236589，或者，如图7所示，则第一相关值有三个，分别为72700825、9558057、63143607。

[0143] S111，接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值。

[0144] 需要说明的是，根据相关运算的计算公式，可以获得一个采样周期内，每个采样时刻的相关值，当获得的相关值为第一相关值时，记录此时的第一相关值，以及该第一相关值对应的采样时刻，因此，一个采样周期结束后，接收端可以确定该采样周期内每个第一相关值对应一个第一采样时刻，从而可以根据第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值。

[0145] 示例性的，第一个第一相关值72700825对应的第一采样时刻为208，第二个第一相关值9558057对应的第一采样时刻为4478，第三个第一相关值63143607对应的第一采样时刻为12320，则第一个差值为4478-208＝4270，第二个差值为12320-4478＝12112。

[0146] S112，针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值。

[0147] 其中，目标差值为：第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，第一扩频码码长与第二扩频码码长之差的第一预设值倍。需要说明的是，用户可以根据降采样因子以及第二扩频码码长预先设定目标差值为：降采样因子*第二扩频码码长；还可以根据降采样因子、第一扩频码码长以及第二扩频码码长，预先设定目标差值为：降采样因子*(第一扩频码长-第二扩频码码长)。

[0148] 示例性的，第一扩频码长为8191，降采样因子为2，第二扩频码码长为2135，则目标差值可以为：2*2135＝4270，还可以为：2*(8191-2135)＝12112。

[0149] 在实际应用中，噪声门限值的计算过程可以是：将最后一次相关运算的结果分两段处理，得到两个平均值ra和rb，并且取其中的较小值与系数αr的乘积作为最终噪声门限值rnoise，第一预设计算公式可以为：

[0150]

[0151] 其中，

[0152] 其中，αr表示系数，Nnoise表示计算噪声门限的相关值个数，V(k)表示第k个采样时刻的相关值。

[0153] 需要说明的是，计算噪声门限的相关值个数Nnoise可以根据用户需求设定，可以是小于第二扩频码码长的任意值，本发明对此不作限定。

[0154] S113，接收端根据第一相关值、第一采样时刻以及噪声门限值，确定数字信号是否满足被成功捕获条件；如果是，执行S114。

[0155] 具体的，根据第一相关值、第一采样时刻以及噪声门限值，确定数字信号是否满足被成功捕获条件，可以为；根据第一采样时刻，确定初始采样时刻；获得初始采样时刻与预设采样时刻的和值；将和值确定为目标采样时刻；判断目标采样时刻对应的目标相关值是否大于噪声门限值；如果目标相关值大于噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；判断计数值是否达到预设计数值；如果判断计数值小于预设计数值，更新目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行判断目标相关值是否大于噪声门限值的步骤，直至判断计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

[0156] 在实际应用中，可以确定最后一个第一采样时刻为初始采样时刻，也可以确定第一个第一采样时刻为初始采样时刻，也可以随机选取一个第一采样时刻，作为初始采样时刻，本发明对此不作限定。

[0157] 示例性的，第一采样时刻共有三个，分别为：208、4478、12320，则可以确定最后一个第一采样时刻12320为初始采样时刻。

[0158] 需要说明的是，可以在事先设置一个初始计数值，如果从未执行更新初始采样时刻对应的计数器的计数值的步骤，则当前计数值为初始计数值，当目标相关值大于噪声门限值时，则可以执行更新初始采样时刻对应的计数器的计数值的步骤，更新计数值以后，初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和。

[0159] 第二预设值可以根据用户需求设定，本发明实施例对此不做限定，例如可以为1，或者2，或者3等数值。

[0160] 示例性的，初始计数值为0，第二预设值为1，如果从未执行更新初始采样时刻对应的计数器的计数值的步骤，那么当前计数值为0，当目标相关值大于噪声门限值时，可以执行一次更新初始采样时刻对应的计数器的计数值的步骤，更新计数值以后，初始采样时刻对应的计数器的计数值为：0+1＝1。

[0161] 可以理解的是，预设采样时刻为预设的一段采样间隔点，每当判断出初始采样时刻对应的计数器的计数值小于预设计数值，就更新目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和。预设采样时刻的大小可以根据用户需求设定，本发明对此不做限定，较佳的，预设采样时刻的大小可以等于第二扩频码码长。

[0162] 假设，初始采样时刻为12320，预设采样时刻为4270，噪声门限值为1111222，第二预设值为1，预设初始值为0，当前计数值14，预设计数值为15，则目标采样时刻可以为：12320+4270＝16590，获得第16590采样时刻的相关值为6612345，进而根据6612345大于
1111222，更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：14+1＝15，达到预设计数值，确定数字信号满足被成功捕获条件。

[0163] 为了提高捕获定位信号的成功率，在实际应用中，可以在如果目标相关值大于噪声门限值，则更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和之前，增加步骤：如果目标相关值小于或等于噪声门限值，则将初始采样时刻对应的计数器的计数值重置为预设初始值。预设初始值为用户预先设定的一个计数值，具体大小可以根据用户需求设定，本发明不做限定。

[0164] 示例性的，预设初始值可以为0。

[0165] 为了加快对定位信号的捕获速度，在实际应用中，每个初始采样时刻的数量可以至少为两个，每个初始采样时刻可以对应一个计数器，判断计数值是否达到预设计数值，可以为：当至少一个初始采样时刻对应的计数器的计数值达到预设计数值时，判定计数值达到预设计数值；当每个初始采样时刻对应的计数器的计数值都未达到预设计数值时，判定计数值未达到预设计数值。

[0166] 需要说明的是，根据第一采样时刻，确定第一个初始采样时刻，进而根据第一个初始采样时刻，确定其他初始采样时刻，初始采样时刻的数目可以根据用户需求设定，本发明对此不做限定。

[0167] 根据第一个初始采样时刻，确定其他初始采样时刻，可以利用如下公式：

[0168] Li＝L0+i×a×NGS

[0169] 其中，L0表示第一个初始采样时刻，Li表示第i+1个初始采样时刻，a表示降采样因子，NGS表示第二扩频码码长。

[0170] 示例性的，确定初始采样时刻的数目为4，降采样因子为2，第二扩频码码长为2135，第一个初始采样时刻为400，则第二个初始采样时刻、第三个初始采样时刻、第四个初始采样时刻分别为：400+1*2*2135＝4670，400+2*2*2135＝8940，400+3*2*2135＝13210。

[0171] S114，接收端确定捕获到导航电文。

[0172] 当数字信号满足被成功捕获条件时，可以确定接收端捕获到导航电文。

[0173] 可见，应用本发明实施例，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度，并且，进一步的，提高了捕获成功率、加快了捕获速度。

[0174] 与上述的方法实施例相对应，本发明实施例还提供一种定位信号生成装置，应用于全球卫星导航系统GNSS，所述GNSS包括发送端和接收端。

[0175] 参见图8，图8为本发明实施例所提供的一种定位信号生成装置的结构示意图，包括：

[0176] 第一获得模块401，用于所述发送端根据获得的扩频码速率以及信息速率，获得所述扩频码速率与所述信息速率的比值；

[0177] 第二获得模块402，用于所述发送端根据获得的第一扩频码，获得所述第一扩频码码长；

[0178] 第三获得模块403，用于所述发送端根据所述比值以及所述第一扩频码码长，获得所述第一扩频码个数以及第二扩频码码长，其中，所述第一扩频码个数为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的商，所述第二扩频码码长为所述比值除以所述第一扩频码码长所得到的余数；

[0179] 第一生成模块404，用于所述发送端根据所述第二扩频码码长以及所述第一扩频码，生成第二扩频码；

[0180] 第二生成模块405，用于所述发送端根据第一扩频码个数、所述第一扩频码以及所述第二扩频码，生成目标扩频码，其中所述目标扩频码码长等于所述比值；

[0181] 第三生成模块406，用于所述发送端利用所述目标扩频码对预设数量比特导航电文进行扩频调制，生成定位信号。

[0182] 可见，应用本发明实施例提供的定位信号生成装置，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度。

[0183] 参见图9，图9为本发明实施例提供的另一种定位信号生成装置的结构示意图，与图2所示的流程相对应，本发明图9实施例在图8所示实施例的基础上，增加第四获得模块407和发送模块408。

[0184] 第四获得模块407，用于所述发送端将所述定位信号与获得的数据推送信号同频复用，获得复用信号；

[0185] 发送模块408，用于所述发送端将所述复用信号封装成信号帧发送给接收端，其中，每个信号帧包含至少一个时隙。

[0186] 可见，应用本发明实施例提供的定位信号生成装置，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度，并且，进一步的，通过基于OFDM的CMMB信号与基于CDMA的定位信号同频复用，提高了频率资源利用率。

[0187] 参见图10，图10为本发明实施例提供的再一种定位信号生成装置的结构示意图，与图4所示的流程相对应，本发明图10实施例在图8所示实施例的基础上，增加转换模块409、第五获得模块410、第六获得模块411、第七获得模块412、第一确定模块413、第二确定模块414。

[0188] 转换模块409，用于所述接收端将获得的所述定位信号的中频信号转换成数字信号；

[0189] 第五获得模块410，用于所述接收端将所述数字信号与第一扩频码进行相关运算，获得第一相关值，其中，所述第一相关值为大于预设阈值的相关值；

[0190] 第六获得模块411，用于所述接收端确定每个第一相关值对应的第一采样时刻，根据所述第一采样时刻，获得两个相邻第一相关值对应的两个相邻采样时刻之间的差值；

[0191] 第七获得模块412，用于针对所述差值等于目标差值的情况，所述接收端根据第一预设计算公式获得噪声门限值，其中，所述目标差值为：所述第二扩频码码长的第一预设值倍，或者，所述第一扩频码码长与所述第二扩频码码长之差的第一预设值倍；

[0192] 第一确定模块413，用于所述接收端根据所述第一相关值、所述第一采样时刻以及所述噪声门限值，确定所述数字信号是否满足被成功捕获条件；

[0193] 第二确定模块414，用于在所述第一确定模块的结果为是时，所述接收端确定捕获到导航电文。

[0194] 其中，所述第一确定模块413，包括；

[0195] 第一确定子模块(图中未示出)，用于根据所述第一采样时刻，确定初始采样时刻；

[0196] 获得子模块(图中未示出)，用于获得所述初始采样时刻与预设采样时刻的和值；

[0197] 第二确定子模块(图中未示出)，用于将所述和值确定为目标采样时刻；

[0198] 第一判断子模块(图中未示出)，用于判断所述目标采样时刻对应的目标相关值是否大于所述噪声门限值；

[0199] 第一更新子模块(图中未示出)，用于在所述第一判断子模块的结果为是时，更新初始采样时刻对应的计数器的计数值为：当前计数值与第二预设值之和；

[0200] 第二判断子模块(图中未示出)，用于判断所述计数值是否达到预设计数值；

[0201] 第二更新子模块(图中未示出)，用于在所述第二判断子模块的结果为否时，更新所述目标采样时刻为：当前目标采样时刻与预设采样时刻之和；返回执行所述判断所述目标采样时刻对应的相关值是否大于所述噪声门限值的步骤；直至判断所述计数值达到预设计数值，确定所述数字信号满足被成功捕获条件。

[0202] 其中，所述第一确定模块413，还可以包括；

[0203] 重置子模块(图中未示出)，用于在所述第一判断子模块的结果为否时，将初始采样时刻对应的计数器的计数值重置为预设初始值。

[0204] 其中，每个所述初始采样时刻的数量至少为两个，每个初始采样时刻对应一个计数器，

[0205] 所述第二判断子模块(图中未示出)，包括：

[0206] 第一判定单元(图中未示出)，用于当至少一个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值达到预设计数值时，判定所述计数值达到预设计数值；

[0207] 第二判定单元(图中未示出)，用于当每个所述初始采样时刻对应的计数器的计数值都未达到预设计数值时，判定所述计数值未达到预设计数值。

[0208] 可见，应用本发明实施例，使用的目标扩频码由多个第一扩频码和一个第二扩频码组成，并且目标扩频码码长等于扩频码速率与信息速率的比值，使用该目标扩频码来扩频调制导航电文时，由于目标扩频码码长是扩频码速率与信息速率之比的整数倍，不需要截短该目标扩频码，目标扩频码的频谱特性未被破坏，因此，使用该目标扩频码扩频调制导航电文生成的定位信号容易被捕获，提高了对GNSS定位信号的捕获灵敏度，并且，进一步的，提高了捕获成功率、加快了捕获速度。

[0209] 对于装置实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

[0210] 需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

[0211] 本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

[0212] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。